AMPLIFICADORES DE VÁLVULA EXPLICADOS

AMPLIFICADORES DE VÁLVULA EXPLICADOS

1. Introdução

Você pode se perguntar por que alguém iria incomodar a escrever um livro sobre as válvulas neste dia e idade. Muitos amadores são da opinião de que as válvulas são uma tecnologia obsoleta e os semicondutores são o melhor caminho. Isso pode ser verdade para alguns equipamentos, mas na realidade os semicondutores são realmente apenas uma forma alternativa conveniente de tornar os itens mais compactos para algumas aplicações. Quando os níveis de potência são muito mais altos, eles também têm certas desvantagens para o construtor de casas. Embora os amplificadores de potência de RF usem amplamente semicondutores, eles são dispositivos complicados de usar. Eles também exigem um alto nível de especialização e muitos equipamentos de teste sofisticados para que funcionem corretamente. Quando o custo de alguns dos modernos semicondutores de alta potência é investigado, eles parecem menos atraentes.

Recentemente, uma nova linha de transistores lineares de alta potência apareceu no mercado da NXP. Os dados de formato curto pareciam impressionantes, de modo que a folha de dados detalhada foi obtida para ver o que eles realmente podem fazer. Tendo estudado em detalhes, os dispositivos não pareciam tão atraentes. Quando foi feita uma consulta ao preço e disponibilidade, descobriu-se que, para o custo de apenas um dispositivo, era possível comprar dois trima Eimac 3-500Z, o que superaria o desempenho do dispositivo NXP.

Quando você precisa de potência real e linearidade muito boa, uma válvula é muito difícil de bater. Os semicondutores podem fornecer alta potência e oferecer linearidade semelhante, mas geralmente não toleram o abuso que uma válvula irá suportar. Em transmissores de transmissão de alta potência usados ​​em todo o mundo, os dispositivos predominantes ainda são válvulas. Para aplicações como radar, embora alguns utilizem semicondutores hoje, estes são geralmente os sistemas de menor potência. Quando a força bruta é necessária, não há substituto para uma válvula.

A indústria de válvulas hoje é apenas uma sombra dos tempos áureos de antes e depois da Segunda Guerra Mundial e muitas das empresas mais antigas mudaram-se para pastos mais verdes. Mas ainda há um bom número de empresas especializadas na indústria de alta potência e ainda fabricando algumas das válvulas tradicionais que obtiveram ampla aceitação. Em amplificadores de áudio, embora o público em geral tenha flertado com semicondutores, os verdadeiros entusiastas redescobriram as válvulas e esse é um negócio próspero. Muitas vezes, um amplificador de áudio de válvula soa melhor do que um tipo de semicondutor.

O escritor foi criado em válvulas, as faculdades técnicas da época ensinavam válvulas como parte do plano de estudos e eram amplamente usadas na indústria. Há algumas coisas que você pode fazer com válvulas para as quais não existe semicondutor, mesmo hoje em dia. Se alguém examina os transmissores de radar, obter uma potência de pulso de 10MW em 3GHz é relativamente simples usando um grande magnetron, mas muito difícil, se não impossível, com semicondutores. A tecnologia ainda não chegou tão longe e provavelmente nunca será.

Em transmissores de rádio amadores, os semicondutores são um pouco limitados no que podem alcançar. Embora sejam menores e mais leves, eles têm certos calcanhares de Aquiles. Uma é que os semicondutores são muito exigentes quanto à impedância de carga da antena. Os transmissores modernos de alta frequência utilizam quase exclusivamente amplificadores de banda larga push-pull que operam a partir de tensões CC baixas. Devido ao design das redes de saída, elas são intolerantes a antenas incompatíveis. Para atender a esse problema inerente, eles precisam de uma unidade de correspondência de antena adicional para corrigir o problema. Se um transceptor de alta frequência usando válvulas for usado com freqüência, o ATU não é necessário e ele ficará feliz em trabalhar com um ROE de 3: 1 sem reclamar. Isso ocorre porque o estágio de saída do tanque pi tradicional pode ser ajustado pelo operador para compensar a condição de incompatibilidade da antena. Tem uma ATU inerente no estágio de saída. Somente se o SWR for muito alto para compensar a rede pi, será necessário um ATU externo.

Quando se trata de linearidade, uma válvula é mais adequada quando a linearidade muito alta é essencial. A linearidade é principalmente uma função da dissipação de energia do dispositivo e da tensão de alimentação. Isso é muito aparente com dispositivos semicondutores. Dispositivos de 12V inerentemente não podem ser lineares além de um certo ponto. Dispositivos de 28V são melhores e dispositivos de 50V e superiores são ainda melhores. Quando você usa semicondutores de 150V, eles estão começando a se equiparar às válvulas e os dispositivos MOSFET de 300V estão praticamente a par com uma válvula, mas inerentemente menos eficientes na conversão de energia CC em potência de RF linear. Se você precisa de muita energia, você precisa de muitos transistores e uma grande fonte de alimentação. Os melhores transistores de RF linear atuais, quando o desempenho do IMD é muito baixo, são cerca de 45 a 50% eficientes. Para estágios de alta potência, isso se traduz em muito calor gerado. 1. Saída de 5kW linear de estado sólido dissipa o máximo de energia no calor que é colocado na antena. Assim, a potência de entrada CC é de cerca de 3kW.

Para algumas técnicas complexas de modulação digital, como o 16QAM, a linearidade requerida é muito alta. Em termos do IMD - 50dBc às vezes não é bom o suficiente. Para transmissores analógicos de televisão em cores, 55dBc é o pior que você pode usar antes que a degradação da imagem se torne aparente. Felizmente, para transmissores SSB amadores, -30dBc é geralmente aceitável, mas o splatter de canal lateral ainda pode ser um problema em uma banda lotada de estações fortes.

Não é que os semicondutores não possam alcançar o tipo de linearidade requerida: eles podem, mas a complexidade e o custo normalmente são um preço muito alto a pagar por um hobby como o rádio amador. Existem técnicas especializadas usando feed forward e outros métodos para alcançar uma boa linearidade, mas todos esses métodos são complexos e muito críticos na configuração. O escritor passou boa parte de sua carreira profissional projetando amplificadores muito lineares de estado sólido. Ele também se interessou por alguns amplificadores lineares de válvulas de alta potência profissionalmente e eles tiveram muito menos esforço para alcançar as especificações requeridas, embora, para o usuário, eles não sejam a xícara de chá de todos. Quando a exigência é para um amplificador PEP de 10kW você é forçado a usar válvulas.

Quando algumas aplicações militares, como o salto de freqüência, são consideradas, o uso de amplificadores de estado sólido torna mais simples alcançar um fim, mas o desempenho não é tão bom quanto uma válvula poderia alcançar. O problema não é a válvula, mas o mecanismo de controle. Geralmente, isso é muito lento para alterar as configurações no tempo disponível para o salto rápido. Se a velocidade do salto for muito lenta, é possível, mas acima de cerca de quatro saltos por segundo, os mecanismos servo necessários simplesmente não podem suportar.

Operadores de rádio amadores não usam atualmente técnicas de salto de frequência. Em vez disso, eles usam tipos de operação de frequência quase fixa, onde permanecem em uma determinada frequência por longos períodos antes de passar para outra freqüência ou banda. Neste caso, a necessidade de ter transmissores e amplificadores muito ágeis em frequência não é um requisito. Além disso, as antenas geralmente não são os tipos de banda larga exigidos pelos sistemas militares de salto de frequência. Quando a velocidade do salto é de 200 saltos por segundo, fica complicado! Portanto, para a operação de rádio amador, a troca de bandas geralmente requer que alguns ajustes do operador sejam feitos. Será que talvez nos tornamos preguiçosos ou perdemos a capacidade de fazer ajustes?

Este livro é uma tentativa de reeducar amadores sobre tecnologia de válvulas. Infelizmente, a arte e o conhecimento necessário foram jogados na lata de lixo com os novos exames amadores e agora apenas amadores mais velhos tiveram alguma experiência de usar válvulas. Há certa aura sobre o equipamento das válvulas, os filamentos brilhantes e o zumbido suave de uma fonte de alimentação de alta voltagem são uma espécie de magia que poucos tiveram o prazer de conhecer.

2: Teoria Básica da Valvula

O princípio básico das válvulas é bastante simples. O jargão americano os chama de 
tubos de vácuo, tubos de elétrons ou simplesmente "tubos". A terminologia técnica correta é um Thermionic Electron Device (TED), mas ninguém os chama hoje. As válvulas são dispositivos eletrostáticos que utilizam o fluxo de elétrons, a base de todo o fluxo de corrente elétrica. O início básico do processo de fluxo de elétrons começa com um elemento dentro do envelope da válvula chamado catodo . A abreviação usada com frequência é a letra minúscula k nos diagramas.

Todos os materiais são compostos de átomos individuais, sejam eles condutores ou isoladores. O átomo é constituído por várias partes diferentes. No centro do átomo está o núcleo , que contém a maior parte da massa. Contido dentro do núcleo está o próton , que é uma partícula carregada positivamente. Em torno do núcleo, partículas carregadas negativamente estão em órbita, chamadas elétrons. O número de elétrons depende do elemento atômico: o hidrogênio tem apenas um único elétron, enquanto os metais têm muito mais elétrons em órbita. Os elétrons são móveis e podem trocar livremente órbitas com seus átomos vizinhos. Quando um elétron muda de órbita, deixa uma deficiência nesse átomo em particular. Por um breve período, o átomo é carregado positivamente e está procurando um elétron companheiro para equilibrar a carga. Em pouco tempo, todo outro elétron errante passa, é atraído pelo átomo carregado positivamente, e o status quo é restaurado.

Materiais metálicos têm elétrons pairando muito próximos da superfície, como uma névoa fina. Eles podem ser facilmente atraídos por um objeto suficientemente carregado positivamente. À temperatura ambiente, os elétrons estão um pouco lentos e não têm a capacidade de pular longe do metal original. No entanto, se o metal é aquecido a uma temperatura alta, eles se tornam muito mais ativos. Quando a temperatura é alta o suficiente, os elétrons têm alta energia e podem ser imaginados como uma névoa espessa pairando sobre o metal original. (Isso é semelhante ao vapor sobre a superfície da água fervente.) No entanto, eles logo perdem energia e voltam a cair na superfície do metal. Em qualquer momento, há um número finito de elétrons "no espaço" acima da superfície do metal. Quantos são determinados pela temperatura do metal.válvulas de catodo frio . Mas hoje estes são raros).

Isso em termos simples é o que constitui um cátodo. É uma fonte de 'elétrons livres' que se separaram do corpo dos pais por um curto período de tempo. Se um objeto carregado positivamente é agora trazido para perto do metal, os elétrons livres pularão de navio e se agarrarão ao objeto. Metais puros não são a melhor fonte de elétrons livres, a menos que a temperatura seja muito alta. Existem, no entanto, alguns outros materiais que libertam os elétrons muito mais livremente. Estes são certos óxidos de materiais de terras raras, como o bário, o tório e o estrôncio. Se o metal original é revestido com esses óxidos, a geração de elétrons livres aumenta drasticamente.

O objeto carregado positivamente tem um nome especial; é chamado o ânodo . Também é um material metálico. Se uma tensão externa é aplicada entre o ânodo e o cátodo, podemos fazer com que os elétrons fluam entre eles, mesmo no vácuo. Tal como acontece com os ímãs, há um certo relacionamento. Com ímãs, "como pólos se repelem, mas ao contrário de pólos atraem" e o mesmo ocorre com os elétrons. Sendo uma partícula carregada negativamente, ela é repelida por outro elétron, ou objeto carregado negativamente, no entanto, ela se moverá em direção a um corpo positivamente carregado. Os elétrons se comportam como ímãs com uma força de atração.

Se a distância entre o elétron e o corpo positivamente carregado for grande, a força de atração é pequena. Conforme o elétron começa a se mover em direção ao corpo positivamente carregado, ele está inicialmente viajando lentamente, então, à medida que a distância diminui, a força de atração se torna maior. Antes de muito tempo eles estão viajando a uma velocidade aproximando-se da velocidade da luz, tipicamente 70%. Quando o elétron atinge o ânodo, ele viaja muito rápido e colide com o ânodo. Embora o elétron tenha uma massa muito baixa, ele tem alguns. Por estar viajando tão rápido, quando atinge a superfície do ânodo, desiste da energia cinética acumulada ao acelerar-se.

Isso desaloja outros elétrons, que já estão na superfície; é como deixar cair uma pedra em uma poça de água. Os elétrons deslocados, embora agora catapultados para o espaço acima do ânodo, são fortemente atraídos porque estão muito próximos do ânodo e retornam ao ânodo em um período muito curto. Esse deslocamento de elétrons devido a uma colisão é chamado de emissão secundária .

A energia cinética liberada quando o elétron bate no ânodo, próximo à velocidade da luz, causa calor e isso aumenta a temperatura do ânodo.

A unidade de corrente elétrica é o Ampere e consiste em elétrons que se movem de um ponto a outro em uma certa quantidade por unidade de tempo. 1 Ampere de corrente é o resultado de:

~ 6,25 x 10 18 elétrons por segundo.

Este é um número muito grande.

O número de elétrons que podem ser gerados é um fator do revestimento do catodo, a temperatura e a área da superfície. É comum classificar a emissão de elétrons do cátodo em termos de mA por área em centímetros quadrados. Um gráfico típico de emissão é mostrado na Fig . 2.1 .

Figura 2.1: Gráfico de emissão de cátodo.

A temperatura do cátodo está em Kelvin acima do zero absoluto. O tungstênio tem a menor emissão a baixa temperatura. Para emitir elétrons suficientes, ele precisa ser aquecido a uma temperatura muito alta. O cátodo revestido de óxido precisa da temperatura mais baixa e o catodo de tungstênio-thoriated fica entre esses outros dois tipos. O tório é um metal de terras raras comumente usado como um revestimento em fio de tungstênio.

Para a emissão máxima de um cátodo revestido de óxido, a temperatura é de cerca de 1350ºK; o cátodo de tungstênio-thoriated é de cerca de 1900ºK. Os catodos de tungstênio são fios desencapados e precisam estar em 2700ºK para melhor emissão. O branco brilhante é de cerca de 3300ºK. O tungstênio é o material do qual as lâmpadas elétricas são feitas e um cátodo de tungstênio opera a uma temperatura semelhante. Eles são muito brilhantes! Na terminologia da válvula, eles são classificados como "emissores brilhantes".

Normalmente, quando o fluxo de corrente elétrica é considerado, dizemos que a corrente flui entre o terminal positivo e o terminal negativo, o chamado fluxo de corrente convencional. Na realidade, é o contrário. Infelizmente, quando essa convenção foi adotada, os cientistas não estavam cientes do fluxo de elétrons e erraram!

Podemos ver no gráfico que um cátodo revestido de óxido pode fornecer ~ 2A de corrente por cm quadrado. Este é o limite superior da tecnologia moderna.

A nuvem de elétrons na superfície do cátodo dá origem a outra terminologia usada. A nuvem de elétrons livres é conhecida como "nuvem espacial". À medida que o ânodo atrai alguns dos elétrons para longe da nuvem, as substituições surgem do cátodo para que, a qualquer momento, haja um número relativamente constante aguardando transporte para o ânodo. Se a taxa de produção de elétrons livres não for suficiente, a corrente máxima do ânodo não pode ser alcançada. O fluxo de elétrons que se move entre o cátodo e o ânodo é chamado de "carga espacial".

Como uma válvula é feita

Os experimentos iniciais com válvulas primitivas usavam amplamente os mesmos métodos usados ​​pelos projetistas de lâmpadas incandescentes elétricas. Na busca por um filamento que desse vida longa, constatou-se que o uso de fio de tungstênio fino proporcionou o melhor desempenho. O fio utilizado é muito fino, normalmente menor que a espessura de um fio de cabelo humano, e quando a temperatura de operação é extremamente frágil. Verificou-se que a operação de um filamento de tungstênio no ar apresentava uma vida curta, pois o arame evaporava rapidamente na temperatura necessária para fornecer uma saída de luz suficiente. O uso de um envelope de vidro evacuado resolveu o problema e protegeu o filamento. Assim, uma nova indústria surgiu de envelopes de vidro produzidos em massa que encapsulavam o filamento, com fios de saída apropriados para se conectar à fonte atual. Quando os experimentos de válvulas começaram, foi um desdobramento da tecnologia de lâmpadas elétricas e utilizou os mesmos métodos para encapsular as peças em um envoltório de vidro. Os primeiros experimentos de válvulas simplesmente usavam lâmpadas incandescentes com acréscimo de partes extras, com fios de saída através do envoltório de vidro, muitas vezes nas laterais por conveniência.

Verificou-se que, para eliminar o ar do envelope de vidro, era necessário sugar todo o ar para produzir um alto vácuo. Consequentemente, quando as válvulas se tornaram disponíveis, eram comumente conhecidas como 'tubos de vácuo'.

Dentro do envoltório de vidro, as várias partes são geralmente apoiadas em arames rígidos e as partes são construídas sobre elas como uma fundação. As partes que devem ser isoladas eletricamente de outras foram apoiadas por finas folhas de mica e os fios de suporte serviram como um meio de transportar as várias tensões e correntes para as partes. Os fios que saem do envelope de vidro passam através do vidro e são colados para formar uma vedação hermética, de forma que nenhum ar possa ser sugado.

Embora as bombas de vácuo sugem a grande maioria do ar do envelope, não é possível criar um vácuo perfeito. Algumas moléculas de ar, portanto, ainda existem, o que causa um problema quando a voltagem usada é muito alta. Isso causa a ionização dos remanescentes de gás e um arco conseqüente para ocorrer. Para curar este problema, um sistema chamado 'getter' foi desenvolvido.

O getter é um pequeno pedaço de fio de bário ou fita montada dentro do envelope, geralmente em um pequeno anel de níquel. Isso é aquecido passando-se uma grande corrente através dele, usando pinos sobressalentes no envelope, ou induzindo uma corrente grande no fio por uma bobina de indução. Quando o bário acendia, queimava apenas enquanto houvesse ar para sustentar a combustão. Quando todo o ar foi agarrado, formou uma camada prateada no interior do envelope de vidro. Este revestimento, ao longo da vida útil da válvula, serve para capturar qualquer gás que seja emitido pelas partes metálicas quentes e impedir a formação de nuvens ionizantes. (Algumas válvulas de anodo de grafite têm o elemento getter embutido no material do ânodo.) O getter é assim chamado porque “obtém as últimas moléculas de ar”. O getter normalmente é acionado após a vedação do tubo ter sido selada quando a bomba de vácuo extraiu o ar do envelope.

Diodo

Este conceito básico nos permite agora examinar o primeiro dos tipos de válvula. Este é o diodo. Di vem do grego para dois e a parte da ode é a contração do eletrodo. Portanto, um diodo é uma válvula de dois eletrodos (não um poema galês de duas linhas!)

Ao conectar um diodo em série com uma fonte de tensão CA e um resistor de carga, podemos formar um retificador simples. No meio ciclo positivo, o eletrodo conectado atrairá elétrons, enquanto o outro eletrodo está agora carregado negativamente. Assim, os elétrons fluirão entre o cátodo e o ânodo quando o anodo for positivo em relação ao cátodo. No meio ciclo oposto o cátodo é positivo e atrai todos os elétrons. O anodo neste estado é carregado negativamente e os elétrons não serão atraídos para um objeto carregado negativamente. Portanto, o diodo simples atua como um retificador de meia onda e pode ser usado para converter CA em CC. Hoje, os diodos semicondutores usam a mesma terminologia de nomenclatura, ânodo e cátodo; é um retrocesso para a era da válvula.

É interessante refletir sobre certas palavras e seu significado. O verbo 'retificar' significa ' corrigir ' ou ' colocar em juízo '. Pode-se apenas imaginar se o inventor do nome do retificador considerou que havia algo errado com o AC e precisava ser corrigido no DC!

O circuito retificador básico da válvula é mostrado na Fig . 2.2 . O retificador simples de meia onda é mostrado na Fig. 2.2 (a) .

Assim como diodos simples, existem várias válvulas de diodos. Um retificador de onda completa é mostrado na Fig. 2.2 (b) . Geralmente, esses são dois ou três diodos separados em um envelope. Alguns tipos de retificação trifásica tinham até seis diodos individuais para formar um retificador trifásico de onda completa. Válvulas retificadoras foram feitas em várias classificações de tensão e corrente para atender diferentes tipos de equipamentos em uso. Um pequeno receptor sem fio doméstico pode exigir apenas um fornecimento de corrente anódica de cerca de 100mA a 300V CC, outros podem exigir correntes e voltagens mais altas. Inicialmente as válvulas retificadoras usavam bases de 4 pinos, 5 pinos ou 8 pinos: a última delas era conhecida como base octal. Muitas vezes, o envelope de vidro era colado em uma base isolante com pinos de metal; tipos posteriores usaram envelopes de vidro cheios, omitindo a base de isolamento.

Fig 2.2: Circuitos retificadores de válvulas.

As válvulas eram facilmente removíveis quando os pinos da base eram conectados aos soquetes do equipamento. Por isso, é rápido e fácil substituir uma válvula defeituosa. Os pinos são polarizados de modo que a válvula só pode caber se os pinos estiverem alinhados corretamente com os soquetes. Alguns tipos, como o octal e o posterior Loctal , têm um espigão polarizador adicional para guiar os pinos da válvula no soquete, simplificando a inserção da válvula.

A próxima válvula na série lógica tem uma parte extra, chamada grade . Isso tem três eletrodos e é chamado de Triodo.

Válvula Triodo

No triodo, o ânodo e o cátodo são semelhantes ao tipo de diodo simples. O eletrodo extra é colocado próximo ao cátodo, enquanto o ânodo está a uma distância semelhante à do tipo de diodo. Esse novo eletrodo é chamado de grade porque usa uma grade de fios finos para formar uma tela entre o cátodo e o ânodo. Embora a grade tenha aberturas muito pequenas, em comparação com um elétron elas são buracos abertos. Assim, os elétrons têm pouca dificuldade em encontrar o caminho entre o cátodo e o ânodo.

A forma comum de construção é usar tubos cilíndricos concêntricos. O cátodo é o menor tubo. Em torno desta é a grade de controle, enrolada como uma bobina helicoidal ou uma série de grades de malha enroladas em um tubo oco. O ânodo é o tubo externo, que forma o suporte, através de pinos rígidos e isoladores de mica, para manter os vários cilindros no alinhamento correto.

O ponto crucial da grade, que é chamada de grade de controle , é que ela nos dá um meio de controlar o fluxo de elétrons do cátodo para o ânodo. Ele age da mesma maneira que uma torneira de água. Na hidráulica e pneumática, um dispositivo usado para controlar o fluxo é chamado de 'válvula' e é por isso que as válvulas são chamadas de válvulas! Quando a válvula está totalmente aberta, ocorre fluxo máximo, mas se a válvula estiver parcialmente fechada, o fluxo é diminuído. Quando a válvula está fechada, não ocorre fluxo.

A grade de controle de um tríodo permite o controle do fluxo de elétrons variando a tensão aplicada a ele. Os elétrons, sendo partículas carregadas negativamente, abominam qualquer outro objeto carregado negativamente. Ao aplicar uma tensão negativa suficientemente alta à rede, os elétrons na nuvem espacial são repelidos e formam um conjunto apertado na superfície do cátodo. Quando a grade não é tão carregada negativamente, alguns dos elétrons são capazes de passar pela grade porque a alta voltagem positiva no ânodo está atraindo-os. Se a tensão do anodo é aumentada e se torna mais positiva, a atração também aumenta e mais elétrons passarão pela grade. Portanto, elevar a tensão do ânodo também cria um fluxo de corrente maior.

Se a tensão da rede é aumentada para igual a do cátodo, a diferença de tensão cai para zero. Ele se comporta como se a grade tivesse sido completamente removida. Neste estado, a corrente máxima do anodo fluirá. Se a tensão da rede é aumentada de modo que se torne positiva em relação ao cátodo, então outro estado se aplica.

Os elétrons estão procurando por um lugar carregado positivamente. Pouco importa se é o ânodo ou algum outro objeto positivamente carregado. Com a grade agora muito positiva, e estando muito mais próxima do catodo do que do ânodo, alguns dos elétrons vão pousar na grade da mesma forma que pousam no anodo. Isso significa que a amplitude do fluxo anódico começa a cair à medida que um grande número de elétrons passa para a estrutura da grade positiva. Se a grade for suficientemente positiva, reduz o fluxo de corrente do ânodo para um nível muito baixo. A corrente que flui agora na grade faz com que ela aqueça, pois os arames muito finos têm uma alta resistência. Isso pode causar danos se for permitido ficar muito alto.

Entre a condição de potencial de grade positiva muito alta e apenas uma condição fracamente positiva, outro fator entra em jogo. Os elétrons que saem do cátodo são inicialmente atraídos pelo potencial anódico muito alto. Enquanto viajam em direção a ele, eles também experimentam a atração da grade de controle fracamente positiva. Essa atração extra serve como um 'foguete impulsionador' para iniciar os elétrons em seu caminho. Quando os elétrons alcançam a grade, eles já estão viajando quase a toda velocidade. Eles voam e à medida que se afastam da rede, agora viajando para o ânodo, experimentam cada vez menos atração do potencial positivo da grade fraca e mais e mais do anodo. A pequena carga positiva, se não for muito alta, atua como um acelerador inicial dos elétrons. Acima desta condição fraca, a grade atrairá mais e mais elétrons até que o anodo sofra de elétrons. Portanto, quando a rede está alguns volts acima de zero, a corrente anódica, na verdade, aumenta antes de cair.

Estrutura da grade do triodo 2C39A.

O esquema no projeto de válvulas é maximizar a aceleração dos elétrons e minimizar o número que é preso pela rede. É claro que alguns elétrons sempre deixarão de passar pela estrutura da grade fina, simplesmente porque colidem com ela. Enquanto o número desse impacto na grade for pequeno, nenhum dano será causado. Tal como acontece com o ânodo, quando um elétron bate em um objeto estático, ele causa calor, uma vez que desiste da energia cinética que ele contém. Portanto, alguma corrente de grade muito pequena sempre existirá, embora a grade não seja carregada positivamente. A amplitude dessa corrente é tão baixa que é pouco mensurável. Para o caso em que a tensão da rede é negativa, mas não o suficiente para interromper completamente a corrente do anodo, os elétrons se curvam ao redor dos fios carregados e os evitam. Eles são como um esquiador slalom torcendo e girando para evitar os pólos.

Uma estrutura de grade típica é mostrada à direita. Isto é a partir de um pequeno tríodo de microondas (2C39A), a grade é o tipo de fio cruzado clássico e o espaçamento do cátodo é de apenas ~ 0,25 mm. O espaçamento do ânodo é de aproximadamente 1,2mm de distância da grade, então o caminho de vôo do elétron é muito curto. A parte do ânodo da válvula foi quebrada para ver o interior da válvula. O envelope de vidro é um tubo redondo simples.

Os fios da grelha têm cerca de 0,01 mm de diâmetro e a abertura entre os fios é de cerca de 0,05 mm. O objeto escuro no centro é a superfície do cátodo. Os fios da grade são esticados e soldados no formato externo da arruela, que se conecta ao contato da grade.

Fig 2.3: Curvas de corrente do ânodo do tríodo (de Mullard Technical Handbook, Livro 2, Parte 4, 'Válvulas e Tubos', 1969).

A curva de corrente anódica de um tríodo transmissor pequeno típico é mostrada na Fig 2.3 . Neste gráfico existem dois eixos principais, sendo um deles a tensão da rede (eixo X) e o outro a corrente anódica (eixo Y). As várias linhas são o resultado de diferentes tensões de polarização de grade-catodo em diferentes tensões de ânodo. Este conjunto de curvas é para o triodo 2C39BA fabricado pela Mullard sob o seu número de peça TD1-100C.

O eixo vertical mostra o valor atual do ânodo em mA. O eixo horizontal mostra a grade para a tensão do cátodo. Cada uma das quatro curvas corresponde a diferentes tensões anódicas. Este tipo é a curva de corrente do ânodo mais simples. Detalhes mais completos estão contidos em um capítulo posterior, onde analisaremos outros tipos de curvas em detalhes e como elas são usadas.

A partir do gráfico, podemos estabelecer certas coisas. O fluxo de corrente anódica está diretamente relacionado à tensão anódica e à tensão da rede. Se a curva de corrente do anodo de 400V for examinada, para levar a corrente do ânodo a zero, é necessária uma tensão de catodo de 
grade de –6V. Para descobrir qual corrente de ânodo flui para outras tensões de grade quando a tensão do ânodo é de 400V, então podemos escolher outro ponto na curva de 400V. Suponha que escolhemos 100mA. Em seguida, soltamos uma linha vertical para baixo para cruzar o eixo horizontal e ler a escala para encontrar a tensão de rede necessária. É + 0,5V. Da mesma forma, podemos estabelecer qualquer outra corrente anódica versus tensão da rede usando o gráfico. Para acionar a válvula até 400mA quando a tensão do ânodo é de 1000V, achamos que precisa ser + 2,6V. Para cortar a corrente anódica para esta tensão anódica requer 
-16V.

Você notará que as curvas são realmente curvas, não linhas retas. Isso ocorre porque, na maioria das válvulas, as características de transferência são distorcidas em corrente muito baixa e muito alta. As únicas partes retas das curvas estão acima de uma certa corrente anódica mínima e abaixo de alguma corrente máxima do ânodo. A curva de corrente anódica superior neste gráfico não sobe o suficiente para ver a curvatura com corrente de anodo muito alta. Em uma corrente anódica muito alta, a limitação para o fluxo de corrente anódica é puramente a capacidade do cátodo para produzir elétrons suficientes. Quando o catodo não consegue entregar elétrons suficientes, a curva de corrente do ânodo se achatará.

Válvula de Tetrode

A próxima válvula comumente usada inclui ainda outro eletrodo extra e, como agora tem quatro eletrodos, é chamado de tetrodo.

A válvula triodo pode ser melhorada e o tetrodo foi o próximo passo lógico. No triodo, quando os elétrons se chocam contra o ânodo, eles tendem a desalojar outros elétrons e causar emissão secundária. Esses elétrons desalojados causam uma "confusão" do fluxo total de elétrons entre o cátodo e o ânodo e podem ser prejudiciais à operação. Se outra estrutura de grade for colocada próxima ao ânodo e carregada positivamente em uma voltagem bem abaixo do potencial anódico, ela deterá os elétrons de emissão secundária e ajudará a limpar o fluxo total. Essa nova estrutura de grade é chamada de grid de tela ou Grid-2. Ele varre quaisquer elétrons de emissão secundários errantes e os desvia do ânodo de volta para a fonte de alimentação.

Ao fazer isso, existe uma pequena corrente adicional na nova estrutura de grade. Sob operação normal, esta corrente é razoavelmente pequena. No entanto, se a tensão do ânodo é reduzida em direção ao potencial da grade de tela, este último começa a agir como outro ânodo. Se a tensão do anodo cai para ser igual à tensão da grade da tela, então agora temos dois ânodos polarizados similarmente lutando pelos elétrons em trânsito. Portanto, a tensão da grade da tela nunca deve ser tão alta quanto o ânodo, ou, inversamente, a tensão do ânodo nunca deve cair abaixo da tensão da grade da tela.

Existem, no entanto, exceções válidas para essa regra. Se a grade de tela e o ânodo estiverem conectados juntos, a válvula de tetrode se tornará um triodo simples. Isso às vezes é feito por vários motivos que serão abordados posteriormente.

Uma das ações da grade de tela não é apenas para prender elétrons perdidos errantes, mas também para se comportar da mesma forma que uma grade de controle ligeiramente positiva. Isso causa um impulso adicional aos elétrons que viajam entre o cátodo e o ânodo para dar uma aceleração extra na parte final do caminho de vôo. O resultado disso é que, não só a grade de controle tem um grande controle sobre o número de elétrons liberados para voar em direção ao ânodo, mas agora também a grade da tela tem o mesmo efeito. Ele age como uma grade de controle subsidiária. Quando os dois estão agindo em uníssono, o resultado é que o fluxo de elétrons é aumentado. Portanto, a válvula de tetrode da grade de tela tem um fluxo de corrente maior que um triodo de tamanho similar. Isso significa que, para uma certa variação da tensão da rede de controle, há uma mudança maior no fluxo da corrente anódica.

No entanto, o tetrode também tem uma certa desvantagem. Sendo uma estrutura adicional colocada entre a grade de controle e o ânodo, a grade de tela também pode sofrer efeitos secundários de emissão, porque alguns dos elétrons de alta velocidade podem impactar e causar a presença de mais elétrons de emissão secundária. Para corrigir esse problema, outra estrutura de grade é usada. Portanto, agora temos uma válvula com três estruturas de grade, o Pentode.

Válvula Pentodo

O pentodo introduz a grade final e isso é chamado de grade supressora ou 
grade-3. Essa grade é colocada entre a grade da tela (Grid-2) e o ânodo, mas está conectada ao cátodo. Esta é uma conexão interna ou uma que o usuário precisa conectar nos pinos da base da válvula.

Estando no potencial do cátodo, os elétrons o veem como outra estrutura com o mesmo potencial que eles. Por isso, eles tentam evitá-lo, e preferem um refúgio seguro em algum lugar mais positivo. Este porto seguro está esperando por eles; é a grade da tela. Assim, a grade supressora suprime os elétrons secundários errantes do ânodo e os força a se refugiar na grade da tela.

Dos dois tipos de válvulas de grade de tela, o tetrodo e o pentodo são ambos muito semelhantes em características. Muitas e variadas são as diferentes técnicas internas de construção usadas, mas todas funcionam da mesma maneira. Pentodos e tetrodes ambos têm ganhos de corrente mais altos que triodes. Em certas aplicações, é preferível usar um pentodo e, em outros, um tetrodo. As características do tetrode e do pentodo também podem ser adaptadas para se adequar a diferentes aplicações, alterando o tamanho, o espaçamento ou a forma das estruturas de grade para atender a requisitos especiais.

Válvulas controladas por feixe

Na busca constante por uma válvula melhor, os designers tentaram outra abordagem. A válvula pentodo, embora funcione bem, também pode ser melhorada. O problema básico ainda era o efeito de emissão secundária, e uma cura simples para isso é converter a estrutura de grade da grade supressora em uma placa em forma de funil próxima ao anodo. Isso também é conectado ao cátodo e o resultado é que ele serve para guiar o fluxo de elétrons em direção ao ânodo com mais precisão. Essas novas placas são chamadas de placas formadoras de feixes e foram iniciadas pela RCA na América. Eles são bastante grandes e moldados para que os eletrodos se afastem deles. Eles são efetivamente carregados negativamente, e a adição desses concentrados de feixes concentra ou concentra o fluxo de elétrons no ânodo mais efetivamente. Eles empregam oefeito eletrostático , como o uso em tubos de raios catódicos para focar o fluxo de elétrons na tela revestida de fósforo em um ponto diminuto.

Fig. 2.4: Placas de formação de vigas (da literatura técnica RCA).

Um diagrama, tirado do RCA Electron Tube , livro é mostrado na Fig. 2.4 . O uso das placas de formação de vigas proporciona um desempenho muito melhor e esta descoberta levou ao novo nome de tetrodos de feixe , que são comumente usados ​​para válvulas de alta potência nos transmissores. Muitas das válvulas de transmissão clássicas são tetrodos de feixe e proporcionam bom desempenho com alta eficiência em alta freqüência. Alguns dos primeiros tetrodos de feixes foram as válvulas de transmissão RCA 807 e 813, dos quais milhões foram produzidos durante a Segunda Guerra Mundial e depois. Outros tetrodos de feixe comum usados ​​por amadores são o RCA 6146 e seus derivados, o japonês 6JS6C e o Mullard / Philips QQV0 série de dois tetrodos, popular para uso em VHF / UHF.

A série QQV0 da série Mullard de válvulas de duplo tetrode, da esquerda para a direita: QQV03-10, QQV03-20 e QQV06-40.

Outras válvulas de eletrodos múltiplos

Além dos tipos já mencionados, existem três outros tipos que são usados ​​para fins especiais. Geralmente, elas estão recebendo válvulas do tipo e são usadas em misturadores e outros circuitos de conversão de frequência.

As outras três válvulas são o hexode, o heptóodo e o octeto. Como os nomes sugerem, eles são de seis eletrodos, sete eletrodos e oito eletrodos. Os eletrodos adicionais são mais parecidos com a grade de controle do que com uma tela ou grade supressora. Em misturadores de frequência, eles permitem que outro sinal também varie o fluxo de corrente do ânodo. Em um misturador, a válvula é normalmente operada de uma maneira altamente não linear. Isso é necessário, pois sem características não lineares um mixer não pode funcionar.

Construção de catodo-filamentos

Existem várias estruturas de cátodo diferentes usadas. Alguns são fios de tungstênio simples, muitas vezes revestidos com óxido, e servem como aquecedor e catodo combinados. Esses tipos são comumente usados ​​em válvulas retificadoras grandes e em alguns triodos RF e são conhecidos como cátodos diretamente aquecidos . Outros tipos usam um filamento de aquecimento dentro de um tubo, que é revestido na parte externa com um óxido. Esses tipos são conhecidos como catodos aquecidos indiretamente ( Fig. 2.5 ). Muitas pequenas válvulas de recepção e transmissão usam o cátodo aquecido indiretamente: elas simplificam o projeto, mas têm uma quebra de voltagem finita em altas tensões de aquecedor para cátodo. O cátodo diretamente aquecido não tem esse problema, mas dificulta o design do equipamento.

Fig 2.5: Construção do cátodo aquecido indiretamente.

Geralmente, todos os aquecedores de catodo requerem um suprimento de filamento de CA ou CC. Em grandes válvulas transmissoras, a energia consumida pelo filamento pode ser bastante alta. O triodo Eimac 3-500Z, por exemplo, requer uma alimentação de filamento de 5V de 14,5A para cada válvula. Se o amplificador tiver duas válvulas, o suprimento de filamento deve fornecer quase 30A.

O método mais comum de fornecer o filamento é um enrolamento de baixa tensão no transformador de rede. Se o equipamento utilizar diferentes tensões de filamento, é necessário um enrolamento para cada tipo diferente. Receptor pequeno e válvulas de transmissão de baixa potência usam frequentemente 6,3V ou 12,6V, de modo que se adequam a operação de rádio móvel de uma fonte de bateria de carro de 12V. Outros tipos possuem filamentos duplos de tensão. Estes são geralmente dois filamentos conectados em série com um pino de conexão central. Estes podem usar 6.3V ou 12.6V, ligando os pinos base de acordo.

Na numeração de válvula americana, muitas vezes o primeiro número denota a tensão do filamento, por exemplo, um 6SA7 e um 12SA7 são a mesma válvula, exceto um tem um filamento de 6,3V e o outro um filamento de 12,6V. Para receptores de televisão e rádio, muitas vezes todas as válvulas têm a mesma corrente de filamento, por exemplo, 300mA, e podem ser conectadas em série e fornecidas a partir da rede de alimentação CA com um resistor de queda adequado em série.

Construção de Envelope

A grande maioria das válvulas menores usa um tipo de envelope de vidro. Alguns envelopes de vidro são uma mistura de vidro de quartzo, que aguenta melhor a alta temperatura. Outros tipos usam o que parece ser um envelope de metal, mas a maioria dessas válvulas menores é simplesmente um envoltório de vidro normal com uma cobertura externa protetora de metal. Um diagrama de uma válvula pequena típica é mostrado na Fig. 2.6 .

Fig 2.6: Construção interna de uma válvula pequena.

Uma imagem de algumas válvulas típicas é encontrada na próxima página. Os dois à esquerda são diferentes variantes da mesma válvula e ambos têm a base octal. Um é o tipo anterior, que é colado no envelope de vidro; o metal envolto tem a base octal composta posterior e o espigão de polarização. As duas válvulas de vidro menores têm a vedação a vácuo na parte superior como um pequeno pip de vidro. O revestimento prateado pode ser visto no topo da válvula do meio.

À direita está uma foto olhando dentro de uma válvula transmissora típica, para mostrar a construção da grade. Este é um Mullard QQV06-40 com o envelope externo removido e sem as placas do ânodo.

A grade de arame visível é a grade da tela. Atrás dela está a grade de controle e a estrutura de cátodo aquecida indiretamente. A placa de mica retangular à direita tem dois orifícios para alinhar as duas placas de ânodo. O anel de blindagem de base é parcialmente visível à esquerda. Os suportes de metal ao redor da porção central são as placas formadoras de vigas. No topo estão as duas "bandeiras" neutralizadoras cruzadas.

Dissipação e resfriamento de ânodos

Para cada tipo de válvula, existe uma temperatura de operação segura e dissipação do ânodo. Dissipação é classificada como watts de energia dissipada no ânodo. A válvula precisa ser mantida abaixo de uma certa temperatura máxima para uma longa vida útil e operação confiável. Existem várias maneiras diferentes de o ânodo se livrar do calor dissipado e variar de tipo para tipo.

Em pequenas válvulas de envelope de vidro, normalmente é uma mistura de radiação e condução. O calor infravermelho passará pelo vácuo e chegará ao envoltório de vidro externo, que então libera o calor para o ar circundante. Em válvulas de baixa potência, muitas vezes isso é suficiente para manter a válvula fria. Alguns anodos de válvulas maiores brilham em vermelho fosco na saída máxima, como forma de aumentar o efeito de resfriamento infravermelho. Em alguns outros tipos, o calor percorre os fios de suporte do ânodo e sai para os pinos, onde pode ser dissipado, seja por meio da fiação do soquete da base ou, no caso de ânodos da tampa superior, com acessórios especiais de resfriamento. Outros tipos requerem resfriamento por ar forçado soprado no envelope ou através de um resfriador aletado. Algumas válvulas transmissoras muito grandes precisam de resfriamento líquido para dissipar o calor.

Os fabricantes normalmente indicam a máxima dissipação segura e recomendam a temperatura máxima de envelope e vedação para garantir uma operação confiável. É importante prestar atenção a estas recomendações para alcançar a vida útil máxima da válvula.

Para grandes válvulas de transmissão de tetrodo, não é apenas o ânodo que dissipa uma quantidade apreciável de energia, mas também a grade de tela. Se operado em uma temperatura insegura, muitas vezes levará a uma falha catastrófica. Se a temperatura atingir a temperatura de amolecimento do envoltório de vidro, sabe-se que o alto vácuo causa a implosão do envelope sugando o vidro macio.

Geralmente, não há perigo em esfriar a válvula, e isso pode melhorar significativamente a vida útil. O Eimac fornece alguns dados sobre a vida útil da válvula com valores de temperatura para válvulas de envelope de vidro. Por exemplo, um abaixamento da temperatura do envelope de vidro em até 25ºC abaixo do máximo pode aumentar a vida útil em 25%. Uma redução de 50ºC quase duplica a vida útil.

Uma seleção de diferentes tipos de válvulas.

Para equipamentos de válvulas que usam ventiladores de resfriamento, é especialmente importante garantir que as aberturas de entrada ou saída de ar não sejam cobertas, por exemplo, colocando um livro de registros, etc., no gabinete. Além disso, os ventiladores e as aberturas de ventilação devem ser verificados regularmente quanto a qualquer acúmulo de poeira, garantindo também que o motor gire livremente e que seja lubrificado de acordo com as instruções do fabricante. O volume de fluxo de ar também deve ser verificado regularmente para avaliar a eficiência do resfriamento. A temperatura de saída de ar é uma boa indicação se a válvula está recebendo resfriamento suficiente.

Detalhes internos da válvula de tetrodo duplo QQV06-40.

Eficiência

Qualquer dispositivo, ao converter energia de uma forma para outra, sempre sofre alguma perda ou ineficiência. As válvulas não são exceção a essa regra. Para cada watt de potência de entrada CC, não é razoável esperar a mesma potência. Quanto da potência de entrada DC será convertida na saída é definida pela eficiência.

Geralmente, usamos a fórmula simples:

Eficiência η (letra grega eta) = potência de saída / entrada de energia x 100%

Dos vários modos de operação, alguns são mais eficientes do que outros. Para amplificadores de RF, o melhor é Classe C, o próximo é Classe B e o pior é Classe A. Exatamente o quão bem cada modo de operação pode converter a energia de entrada CC para a potência de saída pode ser calculado a partir dos primeiros princípios. E aqui é onde o assunto se torna interessante.

Por muitos anos, o tópico foi obscurecido por um gráfico que apareceu originalmente em um livro que mostrava o valor teórico de eficiência que seria possível com uma válvula / tubo ideal. Isso é reproduzido na Fig . 2.7 .

Fig 2.7: Eficiência teórica para vários ângulos de condução. (De Thomas L Martin Jr, 'Circuitos Eletrônicos', Prentice-Hall Inc, 1955.)

No entanto, este gráfico e os cálculos fizeram uma suposição errônea. A suposição era que a válvula era capaz de balançar a tensão do anodo em uma faixa igual à tensão de alimentação CC. Isso significa que a tensão do ânodo oscilaria até zero volts e até o dobro da tensão de alimentação. Não há válvula conhecida que possa operar dessa maneira. É praticamente impossível balançar a tensão do ânodo para zero volts, mesmo usando um tipo triodo grande.

Consequentemente, a oscilação ascendente não pode ser maior que a oscilação descendente para um circuito anódico ressonante que é fortemente acoplado à carga para transferir a potência máxima. Em um amplificador Classe C, o ângulo de condução normalmente não é menor do que cerca de 60º, e muitas vezes é necessário usar mais, até cerca de 150º, e isso requer uma quantidade bruta de acionamento a ser atingido. Se esse método fosse usado, a potência de acionamento necessária seria excessiva e a dissipação da rede seria destrutiva. Na prática, o ângulo mínimo de condução é de 90 a 120º. Portanto, embora o gráfico mostre que um amplificador Classe C pode atingir 100% de eficiência, na prática isso não acontece. Se considerarmos o ponto teórico de 100% na curva, então o ângulo de condução é 0º, o que é impossível de alcançar. Embora, com amplificadores de potência muito alta, o ângulo de condução possa se aproximar de 45º,

Terman [1] , no entanto, calculou os limites teóricos com uma válvula se comportando da maneira correta, sob o que seria considerado operação normal. Os valores calculados permaneceram no teste do tempo e foram comprovados como corretos para o caso da válvula ideal. Ele deu o valor para um amplificador Classe C como 84% máximo, Classe B como 78,5% máximo e Classe A como 25% máximo. As classes intermediárias de AB 1 e AB 2 são 50% e 55%, respectivamente. De muitos testes, esses valores são bem comprovados quando amplificadores práticos são examinados. No entanto, em um amplificador prático, nunca atingimos as condições ideais, então os números são sempre um pouco menores.

3: Trabalhando com curvas características da válvula

Ao projetar o equipamento da válvula, precisamos encontrar os dados corretos para a 
válvula específica que está sendo usada. Isso pode ser obtido na folha de dados do fabricante, que hoje pode ser encontrada na Internet com poucos problemas. A folha de dados conterá muitas informações, algumas em formato abreviado e outras em uma série de curvas. Muitas vezes os dados contidos nas curvas parecem ser apenas um monte de linhas e curvas e à primeira vista não ajuda muito. No entanto, se essas curvas forem interpretadas corretamente, muitos dados de design válidos serão disponibilizados.

Os dados de formato abreviado geralmente serão dados em tabelas e normalmente conterão dados sobre as classificações máximas, voltagem e corrente de filamento, capacitância dos vários eletrodos e, geralmente, alguma indicação da freqüência máxima de operação e qualquer redução necessária. Vejamos esses dados curtos para ver o que isso nos diz.

Classificações máximas

Muitas vezes, estas são divididas em áreas críticas e outras que não são tão críticas. Os itens críticos serão coisas como a tensão máxima do anodo, a corrente anódica, a dissipação do ânodo e a temperatura. Exceder qualquer um destes por uma grande quantidade é susceptível de encurtar a vida útil da válvula ou causar uma falha catastrófica. Da mesma forma, algumas válvulas precisam de uma boa regulagem de suprimento de filamentos para uma longa vida útil. Mullard afirma que, em geral, uma tolerância de ± 2,5% ou melhor é necessária para uma vida útil mais longa, embora algumas válvulas projetadas para aplicações de rádio móvel possam tolerar até ± 10% por períodos curtos.

Outros itens de classificação máxima serão a frequência de operação e a energia ou corrente de entrada CC. Obviamente, se a válvula é destinada a amplificação por RF, é inútil selecionar uma válvula que não funcionará corretamente na freqüência de escolha. Normalmente, as válvulas não param de funcionar quando a frequência máxima é excedida, mas diminuem gradualmente em ganho e eficiência, à medida que a frequência se torna mais alta.

Recomendações Operacionais Típicas

Normalmente, o fabricante fornecerá alguns exemplos dos valores ótimos de tensão e potência de anodo esperados quando operados com as tensões e correntes de alimentação recomendadas. Geralmente são uma indicação muito boa se a válvula atenderá aos seus requisitos. É prudente selecionar uma válvula que tenha um pouco de capacidade em mãos, para que você não fique desapontado quando o equipamento for finalmente construído. Por exemplo, se a freqüência de operação for 145MHz, uma válvula com pelo menos essa classificação é necessária e, muitas vezes, os fabricantes darão um exemplo de operação a 175MHz. Neste caso, 145MHz é um pouco menor e esta válvula seria suficiente. No entanto, se for necessário 432MHz, esta válvula não será de muita utilidade.

Os valores recomendados para a tensão e a corrente do anodo proporcionarão uma boa vida útil da válvula ao atender à classificação CCS, Serviço Comercial Contínuo . Estes assumem operação é 100% das classificações 24 horas por dia. Para períodos curtos (classificação intermitente), alguns dos parâmetros podem ser excedidos em cerca de 25% sem degradar gravemente a vida útil da válvula. Estas classificações são as classificações ICAS - Serviço Intermitente Comercial e Amadorclassificações. Estes precisam ser vistos com algum cuidado. Normalmente, é permitido aumentar a tensão do ânodo em até 25% do valor máximo de CCS, mas a suposição é de que a corrente do ânodo é a mesma que a classificação do CCS. Ou seja, você pode aumentar um deles, mas não ambos simultaneamente. Mullard afirma que onde a eficiência do estágio é crítica (menor calor desenvolvido) é preferível manter a tensão do ânodo o mais alta possível dentro das classificações normais e reduzir a corrente anódica. Abaixar a tensão do anodo e aumentar a corrente anódica para obter a mesma potência de entrada não é tão eficiente e, em alguns casos, pode reduzir radicalmente a vida útil do cátodo.

Há tantas válvulas diferentes disponíveis que, para tentar cobrir todos os tipos, seria impossível. Portanto, este capítulo se concentrará em uma série de válvulas específica. Este é o popular tetrodo duplo, o Mullard QQV06-40, que faz parte de uma família de válvulas VHF / UHF. Isso também vai sob o número americano de 5894 e QQE06-40 é a designação posterior. Outros da série são as séries QQV03-20, QQV07-50, YL-1060 e YL-1070. Ele também cobre a versão de filamento de calor rápido do QQZ06-40 / 
YL-1030.

Para entender os dados da válvula, precisamos saber como interpretar as curvas características e o que cada curva pode nos dizer.

A condutância é o inverso da resistência: sua unidade abreviada é mostrada como G ou g. É uma medida de quão bem um condutor, como um fio de cobre, carrega uma corrente. Se o fio for grande em diâmetro, ele tem uma resistência baixa e pode suportar uma corrente grande. O valor de condutância é o oposto, se a condutância for alta, a resistência é baixa.

Transdutância S (g m )

Esta é uma terminologia usada para válvulas e dispositivos semicondutores e é curta para a condutância de transferência . Nos primeiros dias, era conhecido como condutância mútua e é por isso que a notação abreviada é g m . Se olharmos para uma folha de dados típica de válvula ou transistor, ela é normalmente indicada de várias maneiras diferentes. A razão é que, ao longo dos anos, a indústria mudou do antigo sistema de medição para o moderno sistema ISO.

Unidades de Condutância

No antigo sistema de medição, a unidade de condutância era o mho . Esta é a palavra Ohm soletrada para trás e fazia sentido usá-la como condutância é o recíproco da resistência. Uma resistência de 1 Ω é uma condutância de 1mho. No entanto, uma resistência de 0,1 Ω é equivalente a uma condutância de 10 mho. (O Ohm tem o nome de um cientista alemão, Dr. GS Ohm, portanto, quando é usado, usa a letra maiúscula. O mho não tem o nome de uma pessoa, então usa a letra minúscula).

Em folhas de dados do fabricante americano vemos nos dispositivos mais antigos a transcondutância indicado no micro-mhos , que foi abreviado para u mho . Hoje, avançamos e, depois de passar por um período de transição, chegamos ao método moderno de declarar a condutância. Em válvulas e semicondutores, a condutância de transferência é uma medida de quanto a corrente irá variar quando o sinal de entrada for variado. Tradicionalmente, a unidade de medida de transcondutância é o mili-amp (mA) para uma mudança de 1V no sinal de entrada. O símbolo abreviada para trans-condutância é conhecido como g m . Assim, g m de um dispositivo é dado em mA / V.

As folhas de dados de válvulas mais antigas dos fabricantes americanos, quando os valores de capacitância das várias partes da válvula foram caracterizados, também usaram o símbolo micro-micro Farad obsoleto ( µµF ). Hoje é conhecido como o pico-Farad (pF).

Hoje usamos uma notação diferente, mas as unidades são as mesmas. Na antiga notação m ô, 1000 µ mho = 1 mA / V. Um dispositivo denotado pelo sistema interino de 25mA / V é o mesmo que 25.000 µm . Hoje a unidade de condutância é o Siemen s , em homenagem a um engenheiro-cientista alemão Ernst Werner (von) Siemens, o fundador da atual empresa Siemens. A abreviatura da Siemens é a letra maiúscula S e não a minúscula, que é reservada como a unidade abreviada por tempo em segundos. Note que o singular e plural é sempre Siemens, como é nomeado após o inventor.

1mA / V é o mesmo que 1.000 µm e 1 mili-Siemens (1mS).

Quanto maior o valor de transcondutância, menor deve ser o sinal de condução da rede para fornecer uma quantidade adequada de corrente anódica ao fluxo. Um triodo pequeno pode ter uma transcondutância tão baixa quanto 2,5mA / V, enquanto um tetrodo transmissor grande pode ser tão alto quanto 50mA / V. O valor da transcondutância é, portanto, uma indicação do ganho de potência de uma válvula, alta transcondutância igual a alto ganho de potência.

Hoje, esse processo costuma ser automatizado e leva muito pouco tempo para produzir um conjunto de curvas. É usado como um teste de "Ir / Não Avançar" para encontrar qualquer válvula defeituosa em produção. No entanto, nem todos os pontos são verificados, apenas o suficiente para identificar as válvulas que necessitam de rejeição. Se a exigência for para duas válvulas perfeitamente compatíveis, pode ser muito trabalhoso classificar e testar muitas válvulas para encontrar um par que seja muito próximo, e isso é algo pelo qual você deve pagar!

Curvas de Válvula e Gráficos

Quando as curvas de corrente de ânodo de uma válvula são examinadas em uma folha de dados, é normal descobrir que as curvas no gráfico são de fato curvas e não linhas retas. Isso pode ser enganoso porque os gráficos dos fabricantes são obtidos de uma maneira diferente de como a válvula normalmente será operada.

As curvas são normalmente conhecidas como curvas de corrente constante, pois a válvula é fornecida com uma tensão de alimentação de anodo fixo, talvez 100V, e a corrente anódica varia com a variação da tensão da grade de controle. A válvula está se comportando como uma resistência variável à medida que a tensão da rede é variada. A tensão da rede é alterada em etapas lógicas e em cada tensão de rede a corrente do ânodo é registrada. Quando um conjunto de curvas foi plotado, o suprimento de anodo é alterado para outra tensão CC, talvez 150 V, e um novo conjunto de pontos é medido. Isso é repetido quantas vezes forem necessárias para cobrir a faixa de tensão do ânodo e todos os pontos plotados são desenhados em um único gráfico. Tudo isso exige muito esforço para obter resultados precisos e é um processo prolixo.

As curvas características da válvula são obtidas usando um método de teste como mostrado na Fig 3.1 . Para um tetrodo ou pentodo outra variável positiva DC de alta tensão seria necessária com medidores para medir tensão e corrente.

Fig 3.1: Método de teste básico para uma válvula tríodo.

Curvas características da válvula

Existem três conjuntos básicos de curvas e cada um fornece informações específicas sobre como a válvula se comporta sob diferentes condições de operação. Algumas válvulas usadas para o serviço de amplificador de RF hoje não foram originalmente especificadas para amplificação linear (ou mesmo para o serviço de amplificador de RF - a válvula 811 foi originalmente classificada como um amplificador de áudio originalmente), mas para operação Classe C. Embora a folha de dados se concentre principalmente na operação Classe C, ao extrair informações das curvas, podemos determinar o melhor método de operação na Classe AB 1 ou AB 2 .

O primeiro conjunto de curvas para a válvula QQV06-40 / 5894 é mostrado na Fig . 3.2 . O QQE06-40 é virtualmente idêntico. Mullard fornece dois conjuntos diferentes de curvas. Um é para uma tensão de grade de tela de 200V e o outro é para 250V. Para ganho máximo e potência de saída, normalmente, selecionamos a opção 250V. No entanto, mais tarde veremos que esta nem sempre é a melhor opção.

Fig 3.2: Curvas de corrente constante para o QQV06-40 com Vg2 = 200V (do Manual Técnico de Mullard, Livro 2, Parte 4, 'Válvulas e Tubos', 1969).

O eixo horizontal das curvas fornece a tensão de alimentação do ânodo (V a ) e o eixo vertical fornece a corrente do ânodo. Como esta é uma válvula dupla, os gráficos mostram como cada seção individual ou metade da válvula se comporta. Isto é declarado como “Cada Seção”, então não pode haver confusão se esta curva for para uma seção ou ambas combinadas. O outro fator de esclarecimento é “V g2 = 200V”. A tensão máxima recomendada do anodo para o QQV06-40 é de 600V, portanto a escala de tensão não excede isso.

As várias curvas são para tensão de rede de controle diferente ( Vg1 ), que são plotadas entre –20V e + 25V. Na operação de Classe C, a grade de controle é movimentada bem acima do ponto de voltagem zero, de modo que fluxos consideráveis ​​de corrente de rede. Isso permite alta eficiência e alta potência de saída. Normalmente, a válvula pode atingir uma eficiência de ~ 75% a 175MHz sob operação Classe C. Quando operado como um amplificador linear na Classe AB 1 ou AB 2, a eficiência será menor.

Vamos supor que a tensão do anodo não seja 600V, mas algo menor: 500V é conveniente e, portanto, será usado para essa explicação. Antes de começarmos a extrair dados, precisamos introduzir o segundo gráfico. Isso é semelhante ao primeiro, mas fornece informações extras necessárias para iniciar o design. Este gráfico é mostrado na Fig . 3.3 . Este gráfico também contém o terceiro conjunto de curvas, as curvas atuais da grade. (Há mais um conjunto de gráficos que vamos ignorar por enquanto, esses gráficos detalham a corrente da grade de tela).

Fig 3.3: Curvas QQV06-40 da corrente anódica versus tensão da rede de controle (de Mullard Technical Handbook, Book 2 Part 4, 'Valves and Tubes', 1969).

Novamente, para que não haja confusão, Mullard afirma que o gráfico é “Cada Seção” e é para a condição de V g2 = 200V. As curvas também contêm os detalhes da corrente da grade de controle a serem esperados sob várias condições operacionais. Tal como acontece com os dados publicados de todos os fabricantes, os resultados são a média de muitas novas válvulas diferentes, pelo que a sua válvula pode estar muito próxima, mas não necessariamente idêntica, às curvas dadas. Se a válvula está em serviço há algum tempo ou está em armazenamento prolongado - componentes 'new old stock' (NOS) - então, um pouco de degradação é esperado. Usando o gráfico, podemos verificar se a válvula é realmente boa para o aplicativo previsto.

Para iniciar o projeto, precisamos primeiro determinar qual tensão da rede de controle será necessária para cortar a corrente anódica, de modo que a válvula seja inclinada para a Classe C. Isso é encontrado movendo-se ao longo da curva inferior de 0mA até que a curva intercepte os 500V Linha vertical. Agora desenhamos uma linha horizontal para interceptar o eixo vertical esquerdo que é a escala Vg1 . Essa escala é de 2V por divisão. Nós achamos que precisa de –29V para trazer apenas a corrente anódica para 0mA.

Construir uma tabela de corrente anódica versus tensão de entrada é simples. Nós desenhamos uma linha vertical a 500V e lemos a cada curva de corrente anódica qual é o valor de Vg1 . Veja a Tabela 3.1 .

Ânodo atual mA	V g1 Volts
0	-29
100	-8
200	0
300	+10
400	+15
500	+19

Tabela 3.1: Corrente do anodo QQV06-40 versus tensão do inversor de entrada.

No mesmo gráfico, também podemos estabelecer qual será o valor da corrente da grade para diferentes níveis de unidade. Obviamente, nenhuma corrente da rede pode fluir até que a grade de controle seja impulsionada positivamente em relação ao cátodo e o eixo vertical marcado com Vg1 seja realmente a medição de Vg1 para o cátodo, mas é frequentemente omitido por simplicidade. Usando um método de plotagem semelhante, podemos determinar a tensão de rede necessária para a corrente da rede, uma vez que estes estão marcados em incrementos de 10 mA de 10 mA a 40 mA. Isso é mostrado na Tabela 3.2 .

Corrente mA atual	V g1 Volts
10	+10
20	+17
30	+24
40	+30

Tabela 3.2: Corrente da rede QQV06-40 versus tensão da unidade de entrada.

Mullard afirma que para melhor eficiência na Classe C é necessária uma corrente de grade de ~ 4mA, mas a corrente excessiva da grade causa o aquecimento da estrutura da grade e o uso de mais de cerca de 5mA a 10mA não é recomendado. A partir disso, podemos interpolar que a tensão de rede exigida é de cerca de + 5V. A tensão de corte que determinamos como sendo de –29V para balançar a grade até + 5V é uma tensão de pico de 
(29 + 5) = 34V. Para encontrar a tensão do conversor no valor RMS, multiplicamos os 34V por 0,707 e obtemos um valor de 24V RMS. Na prática, nós normalmente polarizamos a grade de controle muito abaixo, uma escolha típica seria o dobro da tensão de corte. Então, isso equivale a uma tensão de polarização de cerca de –58V. Para agora balançar a grade positiva em + 5V precisa de um pico de variação de tensão de (58 + 5) = 63V, um sinal de entrada RMS de cerca de 45V.

Operação Push-Pull e Paralela

Esta família de válvulas, embora originalmente projetada para operação push-pull, também pode ser usada com as duas metades amarradas em paralelo. Nos equipamentos móveis HF SSB, era uma válvula popular, pois é um equivalente direto de válvulas 2 x 6146 e ocupa menos volume. As duas metades da válvula também são muito próximas na fabricação, normalmente melhor que 1%. O 6146 tem uma dissipação de anodo de 20W (também foi feito por Mullard como o QV06-20) e cada metade do QQV06-40 tem a mesma dissipação de ânodo.

Deve-se esclarecer que estamos lidando apenas com uma metade da válvula no momento, então as correntes que determinamos são metade do total que a válvula irá extrair em operação, mas somente se as duas metades estiverem presas em paralelo. As correntes de grade e ânodo serão o dobro dos valores que determinamos até agora.

No entanto, em um amplificador push-pull, as duas válvulas são acionadas por uma tensão de rede, que está 180º defasada. Quando uma metade está sendo acionada com uma corrente anódica crescente, devido à tensão da rede subir em direção à condição positiva, a metade oposta tem uma tensão de rede negativa crescente e sua corrente anódica está caindo na direção de zero. O resultado líquido é que a corrente anódica medida é aproximadamente a corrente anódica verdadeira de uma metade. Tal como acontece com o amplificador paralelo, cada metade da válvula fornece metade da potência total de saída, mas no amplificador push-pull eles se revezam no fornecimento de energia. Em um amplificador paralelo, ambas as válvulas operam juntas.

A outra coisa a apreciar é que as correntes são o valor de pico que a grade e o anodo irão balançar na metade positiva do sinal de entrada. O valor médio de uma forma de onda sinusoidal é 0,637 do pico. Qualquer anodo ou medidor de corrente da rede é um tipo de leitura médio, de forma que as correntes exibidas não sejam os valores de pico reais.

Traçando um gráfico alternativo

É útil obter leituras extras dos gráficos para construir um conjunto mais completo de pontos de dados para a tensão de anodo específica necessária. Isso elimina a maior parte da desordem das curvas normais e facilita a visualização da imagem. Usando a Fig. 3.2 , assim como a Fig 3.3 , podemos construir uma indicação verdadeira de como a corrente anódica varia de acordo com o sinal de entrada da rede. Novamente, estes são os valores de pico do sinal de entrada senoidal.

A Fig 3.4 é um gráfico de uma curva típica para a válvula QQV06-40 / 5894 para uma tensão de tela de 200V e 250V quando a alimentação do ânodo é de 600V, para que possamos ver as diferenças. Neste caso, a válvula não é polarizada para o corte, mas para a operação da Classe AB 1 .

Fig 3.4: Curva característica típica.

Como pode ser visto, o uso de Vg2 de 250V permite que uma entrada de energia mais alta seja obtida e, portanto, um ganho e uma potência de saída maiores que 200V. Isso significa, no entanto, que mais cuidado deve ser tomado para que o nível da unidade de entrada não seja excessivo para evitar a sobre-dissipação na válvula.

Resistência Anódica

A resistência que o ânodo exibe é determinada pela tensão do cátodo da grade. Quando a tensão da rede é menor do que a tensão de corte, a válvula parece comportar-se como um ânodo muito alto em relação à resistência do cátodo. À medida que a tensão da rede é aumentada mais positiva, a resistência do ânodo cai para um valor mais baixo. A Fig. 3.5 mostra como uma válvula típica se comporta quando a tensão da rede é variada.

Fig. 3.5: Variação típica da resistência anódica versus tensão da rede de controle.

Em uma tensão de grade de –20V, a resistência do ânodo é alta. À medida que a polarização da grade é reduzida, a resistência cai para um valor baixo. A resistência também é determinada pela tensão de rede da tela ( Vg2 ) e valores mais altos de Vg2causam mais fluxo de corrente, pois a resistência pode ser reduzida. Quando a tensão de rede excede 0V, a grade é agora positiva em relação ao cátodo e fluxos de corrente anódica maiores para a mesma tensão anódica e tensão de grade de tela.

Como é de se esperar, quando a tensão de rede da tela é maior, a válvula pode extrair mais corrente anódica para uma tensão de rede específica. Tem mais ganho de corrente e, consequentemente, menor resistência do ânodo. A partir deste gráfico podemos verificar a carga anódica necessária para extrair a potência máxima da válvula, o critério de correspondência conjugada . Pode-se verificar que cada metade da válvula exibe uma resistência de cerca de 2k Ω quando a tensão da rede oscila até 0V, ou seja, a potência máxima possível na Classe AB 1 . Portanto, em um amplificador push-pull, o circuito do tanque de ânodo precisa ser ~ 4k Ω ânodo-ânodo para máxima transferência de potência na saída de pico. Em operação paralela, a resistência ou carga do ânodo é reduzida pela metade.

Quando a válvula não é totalmente acionada, sua resistência anódica é maior e não atende mais aos critérios de correspondência conjugada, pois o circuito do tanque anódico é fixado em uma determinada resistência de carga. A eficiência será então muito menor do que na saída de pico. Considerando a eficiência típica que pode ser alcançada na Classe AB 1 , ela é de apenas 55% na melhor das hipóteses. A eficiência quando a válvula é levada apenas à metade da potência será então de 27,5% e, se conduzida apenas à potência do trimestre, ela será de 12,75% na melhor das hipóteses. Na operação SSB, a potência de pico só ocorre raramente, pois a potência média é normalmente muito menor.

Para a classe AB 2, a válvula é acionada na corrente da rede. A quantidade que pode ser tolerada é em grande parte uma função de quão linear a válvula é. O QQV06-40 não foi projetado especificamente para operação em modos lineares e normalmente não pode tolerar mais que cerca de 1mA de corrente de grade antes de se tornar não linear. Isso limita a potência extra que a válvula pode fornecer sob operação AB 2 . Para a Classe C, onde a linearidade não é um problema, a válvula pode fornecer uma saída de energia consideravelmente maior com uma eficiência maior.

Verificação de Emissão

Se sua válvula for de vida duvidosa, um teste simples verificará se ela é adequada para uso posterior. Todas as válvulas se degradam lentamente ao longo de sua vida, pois o cátodo pode ter perdido parte de sua emissão e não se encaixa mais nos dados do fabricante. Para verificar a emissão é simples. Ligue o filamento e aplique um anodo conhecido, grade de tela e um fornecimento de polarização variável à grade de controle. Tente escolher uma voltagem de ânodo e tensão de grade de tela próxima aos valores recomendados. Um método mais seguro e simples é amarrar a grade da tela e os ânodos juntos e as duas grades de controle juntas para operar as duas metades em paralelo como um triodo duplo. Use uma tensão de alimentação razoavelmente baixa, + 200V fornecerá um resultado válido, já que isso é plotado nas curvas de tensão do anodo para a tabela de 200VV g2 ( Fig 3.2 ).

Ao medir a corrente anódica à medida que a tensão da rede é variada, podemos ver qual é a corrente anódica possível. Isso precisa ser feito com baixa corrente de ânodo, porque se a corrente estiver muito alta, o perigo de danificar a válvula é maior: não segure a corrente do ânodo por mais tempo do que o necessário para fazer uma medição.

Aplique uma tensão de grade negativa alta e diminua gradualmente até ver uma pequena corrente de ânodo começar a fluir. Ajuste a tensão da rede para obter uma corrente lógica anódica, digamos 200mA, esta é a curva marcada 100mA como as duas metades agora estão conectadas em paralelo, e ler a tensão da rede para esta corrente. Esta corrente anódica é a dissipação de ânodo máxima permitida das duas válvulas, sendo 
(200V x 0.2A) = 40W. Contanto que a medição seja feita rapidamente, ela não prejudicará a válvula. O QQV06-40 pode tolerar essa dissipação por vários minutos se ele tiver resfriamento adequado. A válvula ficará quente, mas não tão quente que esteja danificada. Agora, ao encontrar a curva de corrente do ânodo aplicável, você pode determinar qual tensão de rede deve ser necessária para essa corrente de ânodo. (Na Fig. 3.3a tensão da rede de corte de 0mA é de cerca de –26V e a curva de 100mA requer cerca de –7,5V.) Você pode ter que estimar a partir das curvas a tensão aproximada da rede. Se a tensão da rede é muito menor (menos negativa) do que o valor do fabricante, a emissão é baixa e pode não valer a pena continuar.

Válvulas usadas em receptores e válvulas de transmissão de baixa potência são dispositivos incrivelmente longos. É comum descobrir que uma válvula de 50 anos ainda está dentro de 10% dos novos valores. Esse tipo de válvula envelhece graciosamente e lentamente desaparece. Se a emissão é um pouco baixa, mas superior a 70% da nova válvula, muitas vezes é possível reformar o cátodo em alguns casos. Para fazer isso, todas as outras tensões de alimentação são removidas e a tensão do filamento aumentada em cerca de 20% e a válvula é 'cozida' por cerca de uma hora. Isso evapora qualquer impureza no cátodo e, quando for verificado em seguida, a emissão é normalmente muito maior. Mas não é um método garantido!

Dados de potência de saída do fabricante

Alguns fabricantes fornecem dados abrangentes e outros simplesmente o mínimo. O Mullard tende a fornecer dados abrangentes que contenham alguns dados extras úteis. Em um amplificador de válvula de RF prático, existem dois valores de potência de saída citados. O primeiro é a potência que a válvula pode fornecer ao circuito do tanque ressonante: isso é chamado de 'Potência de saída disponível' da Mullard e da maioria dos outros fabricantes. É a energia que a válvula transferiu da energia de entrada CC para aparecer no ânodo e está disponível para ser transformada na impedância de saída final para a carga.

O circuito do tanque de ânodo tem algumas perdas associadas a ele, portanto, parte da energia do ânodo é perdida nessa rede. O que resta é o 'Load Power' disponível para excitar a antena. Outros fabricantes usam uma terminologia ligeiramente diferente, mas o significado é o mesmo. A Tabela 3.3 mostra os dados fornecidos por Mullard para um amplificador classe C push-pull usando o QQV06-40 a 200MHz.

V a	600V
V g2	250V
V g1	-80V
I uma	2 x 100mA
Eu g2	2 x 9mA
Eu g1	2 x 3,5 mA
Pino (motorista)	3W
Faneca (ânodo)	90W
η	75%
Faneca (carga)	78W

Tabela 3.3: Dados do teste de Mullard para o QQV06-40 na operação Classe C de 200MHz.

A eficiência ( η ) foi determinada pela construção de um estágio de saída de alta qualidade usando os melhores componentes disponíveis (baixa perda) e depois testando a válvula nesta configuração. A eficiência determinada se encaixa bem com o valor teórico para um estágio de Classe C. Como podemos ver, os anodos forneceram um total de 90W para o circuito do tanque. Depois que a impedância foi transformada em carga, a potência medida foi de 78W.

A potência de entrada CC para os ânodos foi de (600V x 0,2A) = 120W. A potência nos ânodos é de 90W e a entrada DC de 120W oferece uma eficiência de 75%. No entanto, a saída de energia de carga real é de apenas 78W e, se for usada para calcular a eficiência, ela atribui um valor de (78/120) = 65%. A perda de 12W no circuito do tanque de ânodo é a razão pela qual a eficiência não é o valor das cotações da Mullard: elas fornecem a eficiência do ânodo calculada para a potência de entrada anódica medida.

Isso acontece porque depois que o amplificador de teste foi usado e as leituras foram feitas, o amplificador foi desligado e a válvula foi removida. Em seguida, a rede de saída do amplificador foi medida para determinar a perda de inserção fornecida quando estava sob energia. Portanto, o valor de 90W indicado não é uma medida real, mas inferida. A potência perdida no circuito do tanque é de 12W de 90W, o que representa uma porcentagem de 13,33%. A perda de 1dB em números redondos é de 20%, portanto a perda do circuito do tanque foi de cerca de 0,66dB.

O Mullard não contava com a entrada CC da grade da tela ou com a entrada de energia do filamento como parte da entrada CC fornecida à válvula. A fonte de grade da tela forneceu um extra (250 x 0,018) = 4,5W de entrada. Da mesma forma, o poder do filamento foi (6,3V x 1,8A) = 11,33W.

Se essas entradas extras de energia forem incluídas, o valor da eficiência cai um pouco. A entrada de energia total para a válvula é (120 + 4,5 + 11,33) = 135,83 W e a potência de saída para a antena é de 78W. Assim, a verdadeira eficiência é de 57,4%. Se considerarmos a fonte de alimentação e outras partes do amplificador que consomem energia (ventiladores, resistores de conta-gotas etc.), isso fica ainda pior. Se fôssemos fazer uma medição total de entrada de energia da rede elétrica CA e compará-la com a potência de saída de RF, é possível obter uma eficiência geral abaixo de 30%.

Assim, conhecer esses fatos explica por que quando medimos um amplificador obtemos resultados diferentes e não tão bons quanto esperávamos. Também esclarece por que, ao construir um amplificador de RF, a parte crítica é o circuito do tanque de ânodo. Se isso usar componentes inadequados ou potencialmente com perdas, uma grande quantidade de energia pode ser perdida.

Gráfico de corrente do ânodo quando polarizado para cortar

Quando uma válvula é operada na Classe C, a polarização da grade é uma tensão negativa alta e mais do que necessária para cortar apenas a corrente do ânodo. Quando o sinal de entrada é aplicado em baixa amplitude, não há tensão suficiente desenvolvida para fazer com que a válvula comece a conduzir. Quando o sinal de entrada é elevado, a corrente do anodo começa a fluir em pulsos de curta duração: este é um tipo de operação não linear. Quando o sinal de condução está um pouco acima da tensão de corte, os pulsos de corrente atingem uma amplitude maior e a válvula pode ser operada com alta eficiência. Um gráfico de exemplo é mostrado na Fig. 3.6 para um sinal de entrada que está um pouco abaixo da amplitude máxima.

Fig 3.6: Gráfico de corrente do ânodo para uma válvula polarizada além do corte.

A polarização da grade é configurada para –45V, de modo que nenhuma corrente flua sem a unidade. À medida que a amplitude é gradualmente aumentada, a válvula começa a extrair corrente em –42V, já que o pico do sinal de entrada está apenas superando o viés da grade fixa. Em um nível de entrada maior, a corrente do ânodo é impulsionada mais alto. O eixo X mostra a tensão efetiva do catodo de grade. Quando a tensão da rede é positiva, a corrente sobe para uma amplitude alta. Essa válvula em particular é o tetrodo duplo YL-1060 e o gráfico mostra a corrente para uma metade da válvula.

Se a válvula deve ser operada da maneira mais linear, a tensão da rede não pode exceder 0V. Se o fizer, a corrente da rede fluirá e a linearidade será afetada. Onde a linearidade não é uma preocupação, mas a maior potência de saída com boa eficiência é necessária, permitindo que a grade se torne positiva nos picos da forma de onda senoidal de entrada, levando a uma maior potência e melhor eficiência. Há, no entanto, alguma penalidade a ser paga por esta escolha, que será coberta posteriormente.

Talvez não seja óbvio para o leitor o que algumas das terminologias do fabricante da válvula representam. Quando vemos a 'classificação CW' em uma folha de dados, não é o mesmo que os radioamadores entendem. 'CW' é a abreviação de Continuous (ou Carrier) Wave e significa portadora completa por tempo indeterminado, a menos que o fabricante indique um limite de tempo. Isso é radicalmente diferente do significado do código Morse, que é uma forma intermitente de transmissão.

A curva de corrente anódica típica na Fig. 3.6 destaca um dos possíveis problemas de uma válvula de alta transcondutância. Caso o viés da grade falhe, a corrente do ânodo pode atingir um nível para causar um colapso na válvula! Se o desvio da grade desaparecer, devido a uma falha, a tensão da rede subirá para 0V. Para uma tensão anódica de 800 V e um V g2de 250V, tentará desenhar aproximadamente 350mA por seção. Esta é uma corrente anódica total de 700mA e a dissipação do ânodo será (0,7 x 800) = 560 watts, assumindo que o fornecimento do ânodo não colapse sob a tensão. A dissipação máxima do anodo do YL-1060 é de 60W. (O 1060 no número da peça indica uma tensão anódica máxima de dissipação de anodo de 1kV e 60W.) Isso é 500W mais do que a válvula está classificada e irá expirar muito rapidamente, provavelmente com um envelope implodido quando o vácuo suga no vidro amaciado !

Corrente do Ânodo de Pico

A corrente de pico que a válvula terá depende da condição de polarização selecionada e da amplitude do sinal de acionamento. Para o amplificador linear AF e RF existem três modos possíveis de operação. Estes são Classe B, Classe AB 2 e Classe AB 1 . Para a Classe B, a válvula é polarizada apenas para cortar e a tensão da rede oscila a corrente do anodo de uma maneira senoidal. Para a classe AB 2, o anodo consome uma pequena quantidade de corrente inativa e, para a classe AB 1, a corrente inativa é mais alta. A figura 3.7 ilustra o pulso de corrente anódica diferente para um nível de acionamento de entrada similar.

Fig 3.7: Pulsos de corrente anódica para operação linear.

A classe B requer o maior nível de acionamento e a corrente anódica começa com corrente zero. A classe AB 2 requer um pouco menos de nível de unidade e a corrente inativa é maior que zero. A classe AB 1 requer o menor sinal de acionamento e a corrente inativa é maior que a Classe AB 2 . Consequentemente, a corrente do anodo de pico é a mais alta para o AB 1 e menor para os outros dois modos, para o mesmo nível de entrada do inversor.

Efeitos de tensão de alimentação

Normalmente, a fonte de alta tensão usada para o ânodo é um tipo simples não regulado, usando um retificador e um capacitor de suavização. Para muitas aplicações, isso é aceitável. Se voltarmos para as Figs. 3.2 e 3.3Podemos ver que, embora a tensão do ânodo possa variar em uma ampla faixa de tensão, as curvas são substancialmente retas, quase horizontais. A maior parte da alta tensão do anodo fornece um pouco de tensão quando o dreno de corrente é aumentado, devido ao fator de regulagem. Para uma válvula triodo, é a única tensão de alimentação necessária, além da alimentação do filamento / aquecedor. No entanto, para o tetrodo e o pentodo, é necessária uma fonte de tensão inferior separada e esse suprimento precisa ser bem regulado. O mesmo se aplica ao suprimento da grade de controle, se não for gerado pela 'auto-polarização' usando a corrente da rede.

Muito frequentemente, o suprimento de grade de tela é derivado do mesmo transformador que o suprimento de ânodo, usando outros componentes secundários de enrolamento e retificador. Para fornecimentos de polarização fixa, também é comum usar outro enrolamento secundário para derivar esse suprimento. Como a corrente anódica é geralmente a maior, pois varia, altera as outras tensões secundárias. Para amplificadores lineares utilizando válvulas tetrodo / pentodo, essa variação na tensão da grade da tela causa não-linearidade adicional, assim como qualquer não-linearidade inerente devido às curvas de transcondutância não perfeitas. Se a linearidade for crítica nesses amplificadores, serão necessários estabilizadores de tensão para que tanto a grade da tela quanto os suprimentos da grade de controle os mantenham dentro de limites apertados. Este tópico será abordado em mais detalhes posteriormente.

A grade de tela em uma válvula de tetrodo / pentodo tem quase tanto controle sobre a corrente do ânodo quanto a grade de controle. Portanto, se a tensão da grade da tela oscila à medida que a corrente anódica varia, isso atrapalha a operação.

4: O amplificador de classe A

O tipo mais simples de amplificador é aquele que opera na Classe A. Não apenas é 
simples de projetar, mas também possui a melhor linearidade de todos os vários tipos. No entanto, não é o tipo mais eficiente e está limitado a aplicações de energia bastante baixas, pois a dissipação de energia é alta. Ele é comumente usado em estágios de pequenos sinais de áudio, como amplificadores de microfone, já que também é um tipo de ruído baixo quando são usadas válvulas com triodo. Em aplicações de RF, é usado onde a linearidade é crítica em estágios de baixa potência de transmissores e receptores.

O ganho que um amplificador Classe A pode alcançar é surpreendentemente alto para um circuito tão simples. Os ganhos de tensão de 50 a 100 são relativamente fáceis de alcançar e é fácil fazer cascata de dois ou mais estágios para obter um ganho ainda maior. Embora o ganho de tensão seja alto, o ganho de energia é um pouco limitado.

O circuito básico de um amplificador de válvula triodo simples é mostrado na Fig . 4.1 .

Fig. 4.1: Esquema do amplificador Classe A.

Para calcular os vários valores de componentes para um amplificador Classe A, primeiro temos que escolher uma válvula adequada. Para pequenos amplificadores de sinal, há uma série de diferentes válvulas adequadas, mas algumas estão mais disponíveis do que outras. Uma boa escolha seria o ECC82 / 12AT7 ou, para maior ganho, o ECC83 / 12AX7. Estes são dois triodes, então há dois triodes idênticos em um envelope, o que economiza espaço. Embora cada metade da válvula esteja separada, eles compartilham um conjunto comum de pinos para os aquecedores. Vamos escolher uma válvula com uma transcondutância de cerca de 2 a 3mA / V, que pode suportar com segurança até 250V de tensão do ânodo.

O circuito comum para um amplificador Classe A é uma topologia de cátodo aterrada que é um amplificador inversor. A forma de onda da tensão do ânodo está 180º fora de fase com o sinal de entrada. No pequeno amplificador de sinal Classe A, a regra normal para polarização é conhecida como regra '50 -50 ', que afirma que' a tensão do ânodo é 50% do barramento de alimentação e a corrente do ânodo é 50% da corrente máxima da válvula ' . Isso é ilustrado na Fig . 4.2 . As características típicas dos triodos mostram que em correntes anódicas muito baixas e muito altas a curva se desvia de uma linha reta. Para garantir que a distorção seja baixa, é necessário manter-se fora dessas regiões.

Fig 4.2: Diagrama de polarização para operação Classe A.

Usando a regra 50-50, ajustamos a tensão anódica para metade da tensão de alimentação e a corrente anódica está a meio caminho entre a corrente zero e o máximo seguro para a válvula escolhida. Em muitos casos, a corrente anódica será de apenas alguns mA. Existe uma ampla gama de opções para a tensão de alimentação do ânodo e como a válvula escolhida pode tolerar com segurança até 250V, até que esta voltagem seja aceitável. Suponha que temos um barramento de alimentação de + 150V presente, então torna o projeto mais fácil de usar esta voltagem.

Imediatamente, fixamos a tensão do ânodo em metade de 150V, de modo que o ponto de polarização quiescente é +75 V acima do solo. A corrente anódica pode ser de até 5mA, já que isso se encaixa dentro da faixa de condições de trabalho do fabricante. Vamos selecionar uma corrente anódica quiescente de 2,5mA, pois esta é a meio caminho entre o mínimo e o máximo.

Para calcular o resistor de carga anódica RA usamos a lei de Ohm: R = V / I

Precisamos de um resistor que deixe cair o trilho de alimentação de 150 V para 75 V quando uma corrente de 2,5 mA fluir. Assim, RA = (75V / 2.5mA) dá uma resposta de 30k Ω . Este não é um valor padrão do resistor E12, os valores mais próximos são 27k Ω e 33k Ω e inicialmente selecionaremos a opção 33k Ω . Agora verificamos qual é a tensão do ânodo para esse resistor.

Usando a lei de Ohm (V = I x R), para uma corrente de 2,5 mA e uma 33k Ω resistor, V = 82.5V gota. Isso coloca a tensão do ânodo quiescente em (150 - 82,5) = 67,5 V, o que é normalmente próximo o suficiente. Se quiséssemos exatamente a voltagem média de 75V, poderíamos usar 2 x 15k Ω em série.

Se seleccionado a 27k Ω resistência a queda de tensão seria 67.5V e a tensão de ânodo é quiescente + 82.5V. Isso também está próximo do valor requerido. Um método simples de obter a tensão exatamente no meio-trilho é alterar um pouco a corrente de ânodo quiescente. Para a 33k Ω resistor precisaríamos de uma corrente de ânodo de repouso de 2.27mA e para a 27k Ω resistor é 2.77mA. Como essas duas opções são pequenas, ignoraremos o erro no momento.

Estudando a folha de dados do fabricante, encontramos agora a tensão de polarização correta na grade de controle, lendo as curvas de corrente constante. Descobrimos que, para a corrente e tensão do ânodo quiescente requerido, precisamos de uma tensão do catodo de grade de –2V. Como a corrente anódica também flui através do resistor de cátodo RK para o terra, precisamos elevar a tensão do cátodo + 2V acima do solo quando a corrente de 2,5 mA fluir. Usando a lei de Ohm, encontramos: RK = (2V / 2.5mA) nos dá um valor de 800 Ω e o valor E12 mais próximo é 820 Ω .

Para determinar o valor de CK, precisamos calcular o valor do capacitor que é pelo menos dez vezes menor na reatância em relação ao RK. Precisa ser menor que 82 Ω na menor frequência encontrada. Se este é um amplificador de microfone para um transmissor, normalmente não precisamos ir abaixo de cerca de 300Hz. Um capacitor de 10 µ F a 300 Hz possui reatância de 53 Ω e isso seria adequado. Se o amplificador fosse para um amplificador hi-fi, então um valor maior seria necessário para cobrir cerca de 20Hz, um 100µF seria adequado.

Os capacitores de acoplamento de entrada e saída são escolhidos para ter baixa reatância na freqüência de operação. Para amplificadores de áudio, um valor de 100nF é geralmente adequado, pois a impedância da entrada e da saída é alta. O capacitor de acoplamento conectado ao ânodo precisa ter uma voltagem adequada, um capacitor de 250V seria adequado. O capacitor de entrada precisa de uma voltagem muito baixa e um tipo de 50V seria adequado.

Todos os valores dos componentes foram determinados, exceto o resistor da rede de entrada RG. Se o microfone fosse do tipo de alta impedância, um resistor adequado seria maior que o dobro da impedância do microfone. Se o microfone é um 47k Ω tipo de uma resistência maior do que 100 k Ω seria adequado. Nós vamos escolher um 1M Ω . (Alguns microfones são um pouco exigente se não for usado com a carga de impedância correta: pode ser melhor escolher um 47k Ω . Resistor)

Agora que todos os valores são determinados, quanto ganho de tensão podemos esperar?

Se, ao verificarmos as condições de CC no anodo, descobrirmos que a tensão não está no ponto médio, um pequeno ajuste no resistor de cátodo RK trará a tensão para o valor requerido. Isso poderia ser feito com um resistor variável no retorno do cátodo. Se o resistor de cátodo é constituído a partir de um 560 Ω resistor fixo e um 500 Ω resistor variável isso nos dá a capacidade de cortar a tensão do ânodo para o valor exato necessário. No entanto, em amplificadores simples, normalmente não é necessário ir a tais comprimentos. Um amplificador de instrumentação DC provavelmente exigiria esse ajuste fino.

Ganho de tensão

Para uma primeira aproximação, o ganho de tensão é (RA xg m ), isto dá um valor de (33 x 10 3 ) x (2.5 x 10 –3 ). Como os termos 10 3 e 10-3 cancelam, a resposta é (33 x 2,5) = 82,5.

Suponha que o sinal de entrada máximo seja 100mV RMS. A tensão de entrada pico-pico será de 282,8 mV (0,2828 V). Com um ganho de tensão de 82,5, a oscilação da tensão do ânodo será (0,2828 x 82,5). Esta é uma tensão pico-pico de 23,33V, em valores RMS é de 8,25V.

A tensão do anodo se moverá para cima e para baixo, centrada no ponto quiescente nominal de + 75V, e atingirá um máximo de (23,33 / 2) + 75 = 86,66 V e um mínimo de 75 - (23,33 / 2) = 63,33V.

Como o balanço total do ânodo é muito menor do que o ponto de polarização nominal de + 75V, o balanço é pequeno em termos percentuais e a linearidade será muito boa.

Agora, fazemos a pergunta: quanto sinal de entrada o amplificador pode tolerar antes de ficar distorcido?

Suponha que o sinal de entrada seja agora elevado para 0,2 V RMS. Este é um balanço de pico de entrada de 0,565V. A corrente anódica mudará em ± (0.565 x 2.5) = 1.414mA de cada lado da corrente quiescente de 2.5mA. Isto fornece as correntes anódicas mínima e máxima de 1,08mA e 3,53mA. A oscilação da tensão do anodo será de aproximadamente 47V de cada lado do ponto quiescente de 75V.

Ele irá balançar até + 28V e até + 122V. Como o barramento de alimentação é de + 150V, ele está se aproximando dessa tensão. Da mesma forma, uma válvula precisa de uma tensão mínima de anodo-cátodo para funcionar corretamente. O balanço desenvolvido é o máximo que podemos esperar realisticamente ser aceitável.

Sabendo que o ganho de tensão é de 82,5, também podemos encontrar a variação da tensão de saída do aproximador simplesmente multiplicando o valor do pico de pico da tensão de entrada por 82,5. Daí (82,5 x 0,565) = 46,66 V.

Para uma maior oscilação da tensão de saída, é melhor usar uma tensão de alimentação mais alta e um resistor de carga anódica mais alto para atingir o mesmo ponto de polarização quiescente de 2,5 mA. Se uma fonte de 250V estiver disponível, a oscilação da saída pode ser maior para o mesmo sinal de entrada. Portanto, o potencial de oscilação da tensão de saída e, portanto, o ganho de tensão, está diretamente relacionado ao valor da RA.

Se calcularmos o novo valor de RA para uma tensão de alimentação de 250V, com a nova tensão quiescente do ânodo de 125V, é necessário um resistor de 50k Ω .

Com muita frequência, um fabricante fornecerá detalhes sobre os valores dos componentes e um circuito de aplicação. Um exemplo é mostrado na Fig. 4.3 acima, para a válvula ECC83 / 12AX7.

Fig 4.3: Valores dos componentes e circuito de aplicação para a válvula ECC83 / 12AX7 (da folha de dados da General Electric).

Estágios em Cascata

Onde necessitamos de mais ganho do que um único estágio pode alcançar, podemos alcançar valores de ganho consideráveis ​​conectando dois ou mais estágios em série. Se cada estágio tiver um ganho nominal de 30, dois estágios darão um ganho de tensão total de 900. Três estágios alcançariam um ganho total de tensão de 27.000. Um exemplo de um amplificador em cascata simples é mostrado na Fig . 4.4 .

Fig. 4.4: Dois estágios do amplificador triodo em cascata.

Observe que o valor do resistor de grade no segundo estágio tem uma influência no oscilação de tensão do ânodo do primeiro estágio. Se o valor deste resistor de grade for muito baixo, a rede atuará como um divisor de potencial. Se o resistor de grade do segundo estágio for o mesmo valor de RA, a tensão na rede do segundo estágio será de 50% da tensão de saída de V1. Geralmente, é necessário usar um valor muito maior para o RG1 para permitir que ocorra a oscilação completa da tensão.

Um problema potencial com este tipo de amplificador de 'acoplamento de resistência' é a corrente de fuga no condensador de acoplamento entre o ânodo do primeiro estágio e a grade do segundo estágio. Se este capacitor tiver uma alta corrente de fuga, ele forçará a grade de V2 a subir acima do ponto de polarização necessário. Isso geralmente é um problema em equipamentos antigos. Se a corrente de fuga é de apenas 1 µA , a tensão desenvolvida em RG1 é de + 1V. Se a grade precisar ser polarizada para –2V, isso prejudica o ponto de polarização correto. Portanto, esses capacitores precisam ser escolhidos com cuidado.

Amplificadores Pentode

O amplificador de triodo simples é um pouco limitado nos valores de transcondutância que podem ser alcançados. Onde maiores ganhos de estágio são necessários, o uso de uma válvula pentodo é freqüentemente uma boa opção. A válvula de pentodo é semelhante a um tetrodo e tem uma estrutura de grade extra, a grade de tela ou Grid-2. O aumento na transcondutância comparado a um tríodo equivalente pode ser tão alto quanto cinco vezes. A variação de corrente anódica que pode gerar é muito maior para o mesmo sinal de entrada. Em termos simples, tem mais potencial de ganho de tensão.

Muitas das válvulas amplificadoras de áudio comuns são feitas como tipos triodo-pentodo ou triodo-tetrodo, com as duas válvulas em um envelope. (Um desses tipos é o ECL-82, que é um dispositivo popular para a condução de alto-falantes de baixa potência. Este é um tríodo e um tetrodo de feixe em um envelope comum.) ganho, por isso é capaz de fornecer uma potência razoável. Pentodos e tetrodos são válvulas mais ruidosas do que triodes, então o primeiro estágio é geralmente a seção triodo eo pentodo é usado para acionar o alto-falante através de um transformador de impedância.

Algumas das válvulas pentode de amplificador de áudio clássico são populares como estágios de entrada de microfone, guitarra ou fono, já que o ganho é considerável e podem girar a tensão do ânodo em uma faixa bastante grande. Um ganho de tensão de mais de 100 é normalmente possível. Uma válvula popular é a EF86 / 6F22, que é um pentodo de baixa corrente que pode fornecer um ganho de estágio de 150 a partir de uma fonte de 250V ( Fig. 4.5 ).

O EF86 é uma válvula de baixa corrente e normalmente será operado a partir de uma fonte de 300V a 450V e consumirá uma corrente quiescente de ~ 1mA. Os valores de resistência de carga do ânodo são encontrados da mesma forma que uma válvula triodo, consultando a folha de dados do fabricante para obter o valor g m .

A grade de tela (g 2 ) exigirá um resistor com conta-gotas do trilho de alimentação de alta tensão e um capacitor de desacoplamento adequado para evitar variações da tensão. Muitas vezes, este capacitor pode ser um valor baixo, já que o resistor conta-gotas é normalmente um valor alto. Este capacitor e CD precisam ter uma classificação adequada para a tensão.

A terceira grade (grade supressora) precisa estar conectada diretamente ao terra ou ao cátodo. Em algumas válvulas, esta é uma conexão interna. O EF86 grid-3 é trazido para os pinos de base para o usuário se conectar. Além disso, o EF86 também possui blindagens ou telas eletrostáticas internas para reduzir o pickup de hum e esses dois pinos também precisam ser aterrados. A blindagem interna geralmente significa que uma triagem sobre a válvula não é necessária. O EF86 usa a base de válvula padrão B9A e requer uma fonte de aquecimento de 6.3V a 200mA: consulte a Tabela 4.1 .

Pin No.	Designação	Função
1	g2	Grade de tela
2	s	Escudo Interno
3	k	Cátodo
4	h	Aquecedor
5	h	Aquecedor
6	uma	Ânodo
7	s	Escudo Interno
8	g3	Grelha Supressora
9	g1	Grade de controle

Tabela 4.1: Conexões dos pinos da válvula do pentodo EF86.

Utilizando os valores dos componentes da Fig. 4.5, é possível uma oscilação da tensão de saída de cerca de 100 V pico-pico antes que a distorção se torne inaceitável.

Fig. 4.5: Amplificador de áudio típico de alto ganho usando o pentodo EF86.

Prevenção de zumbido

Em comum com todos os estágios de alto ganho, a prevenção de zumbido e outros sinais estranhos é amplamente uma função do layout e aterramento. A fiação do aquecedor é uma fonte potencial de ruído, portanto, o roteamento desses fios é importante. Muitas vezes, o melhor método é torcer os dois fios firmemente juntos e não aterrar o enrolamento secundário do aquecedor.

Outra fonte de ruído é a ondulação no trilho da fonte de alimentação. Para reduzir isto, é comum fornecer isto a partir de uma voltagem mais alta através de um resistor de conta-gotas adequado e um capacitor de desacoplamento de grande valor para formar um filtro de baixa passagem RC. Na Fig. 4.5, o CD do capacitor de desacoplamento realiza esta função. Para operação a partir de uma fonte de 350V, um resistor com conta-gotas de cerca de 10 a 33k Ω pode ser usado.

Amplificadores RF Classe A

Para estágios de baixa potência em um transmissor, onde a linearidade é crítica, o estágio Classe A é uma boa escolha. O resistor de carga anódica é substituído por um circuito de tanque sintonizado paralelo ressonante sintonizado na freqüência requerida.

A resistência dinâmica da carga anódica é escolhida para ser alta, selecionando o valor de indutor e capacitor com conhecimento do Q indutor descarregado. Muito frequentemente, o Q carregado é muito alto e isso causa uma faixa estreita sobre a qual o amplificador fornecerá energia. Para corrigir isso, um resistor de amortecimento pode ser desviado através do circuito sintonizado para ampliar a resposta, às custas de uma perda de alguma saída de energia. Quando a filtragem máxima é necessária, para rejeitar sinais indesejados, muitas vezes um capacitor variável é usado para o pico do circuito do tanque e a resposta é então bastante nítida. Nenhum resistor de amortecimento é normalmente usado. Este tipo de amplificador seria necessário como um amplificador buffer após um mixer de freqüência em um transmissor SSB, onde a frequência de geração SSB original é misturada com um VFO para chegar à freqüência de saída final.

O circuito sintonizado, apesar de se comportar como um resistor de alto valor em ressonância, praticamente não tem resistência na condição DC. Para polarizar a tensão e a corrente do anodo para o ponto 50-50, é necessário um resistor de alimentação em série para baixar a tensão do anodo em direção ao meio da inclinação da corrente do ânodo. Se isso não for usado, sem sinal de entrada, a tensão do ânodo estará apoiada na tensão de alimentação total. Usar um resistor série anodo, portanto, significa que sacrificamos uma parte da capacidade de oscilação de tensão. Para combater isso, a tensão de alimentação do anodo precisa ser maior. O resistor da série de grade de tela precisa ser retirado do novo trilho de anodo para que os dois mantenham a relação correta.

Uma válvula típica seria um tetrodo ou pentodo de feixe com polarização do resistor de cátodo para amplificadores de baixa potência ou um desvio de grade fixo para amplificadores de potência mais altos. No entanto, devido à baixa eficiência do amplificador Classe A, há um limite para a quantidade de energia que podemos obter com este tipo de amplificador. A tensão de rede da tela precisa ser bem regulada para que não varie muito quando estiver totalmente acionada. Como normalmente não flui uma corrente de malha de tela sensível, muitas vezes um resistor de série simples é suficiente para os amplificadores de potência mais baixos. Quando o amplificador tem uma potência maior, um divisor de potencial do suprimento de ânodo para a grade de peneira, atraindo cerca de três vezes a corrente de tela prevista, é normalmente suficiente para estabilizar a tensão de alimentação da grade de tela. Uma alternativa é usar um diodo Zener de alta voltagem, que dá uma regulação muito mais rigorosa. O pino da grade da tela deve estar bem desacoplado na frequência de operação por capacitores de baixa indutância com terminais curtos. Na maioria dos casos, a neutralização pode ser dispensada, já que a maioria dos tetrodos de feixes pequenos e pentodos tem baixa capacitância de passagem da grade do ânodo. No entanto, o layout e a colocação de componentes têm um efeito considerável na estabilidade do circuito e é necessário tomar cuidado para não introduzir inadvertidamente um mecanismo de feedback indesejado. Freqüentemente, uma tela, bem aterrada, é necessária através da base da válvula para evitar que os pinos de entrada e saída causem feedback. O pino do ânodo, se for capaz de "ver" o pino da grade, pode causar instabilidade, pois possui uma alta tensão de RF quando totalmente acionado. É possível gerar uma tensão de RF de 100 V pico-pico ou mais e a grade é um pino sensível a pequenos sinais. Similarmente,

Um tetrodo ou pentodo de feixe, como o tipo 5763 ou 12BY7, pode fornecer um ganho de potência de cerca de 13 a 20dB, se projetado corretamente. Isso significa que a fonte de acionamento precisa fornecer muito pouca energia, simplesmente oscilação de tensão suficiente na grade de controle. Este tipo de amplificador era comumente usado nos transceptores de HF híbridos nos dias anteriores, onde os estágios de baixa potência eram de estado sólido e o driver e PA eram válvulas. A saída pode ser acoplada através de um capacitor de baixo valor diretamente às grades das válvulas PA.

Enviesamento

O desvio de grade necessário pode ser convenientemente obtido com um resistor de cátodo bem desacoplado a RF com fios curtos, de modo que a indutância em série é mínima. Em alguns casos, é melhor aterrar diretamente o cátodo e fornecer a rede por meio de uma fonte de polarização negativa ajustada para atender à corrente anódica requerida. O ponto de polarização pode ser determinado na folha de dados do fabricante, se não estiver cotado em um circuito de exemplo, examinando as curvas de corrente constante para encontrar o valor ótimo.

Para o 12BY7A, as condições operacionais recomendadas pelo fabricante são:

V a = 250 V

V g2 = 180 V

Ia = 26mA

Rk = 100 Ω

Isso garante que a válvula não exceda a classificação de dissipação do ânodo de 6,5 W.

5: Modos de Operação

O amplificador de classe B é usado onde uma boa eficiência com linearidade razoável é 
necessária. É mais comumente usado para amplificadores de áudio que precisam fornecer alta potência, mas onde a distorção não é tão importante. Na maior parte da faixa de potência de saída, é uma distorção razoavelmente baixa e aceitável para o propósito pretendido. Um amplificador hi-fi não é, mas quando a distorção não precisa ser muito baixa, basta.

A classe B é quase sempre usada em amplificadores de áudio push-pull, pois ao operar duas válvulas em anti-fase os produtos de distorção gerados em uma metade são cancelados por uma distorção igual e oposta na outra metade, pelo menos na teoria. Quando os amplificadores de RF são usados, a operação push-pull não é necessária: um circuito de terminação única faz tudo o que precisamos. Isso ocorre porque o circuito do tanque ressonante preenche o meio ciclo ausente devido ao "efeito volante" da rede. Portanto, algumas, mas não todas, da distorção são eliminadas.

Para obter uma verdadeira operação da Classe B, a corrente inativa da válvula é levada a zero apenas ajustando o desvio da grade. Nessa condição, o meio ciclo positivo da forma de onda de entrada acionará a corrente anódica sobre a inclinação total da curva característica. Isso significa que a corrente da rede flui pela parte superior do pico de inclinação da corrente do ânodo da forma de onda de entrada do inversor quando a grade é acionada positiva. Isso pode ser visto na Figura 5.1 .

Fig. 5.1: Curva operacional Classe B.

Embora o caso ideal seja que a corrente anódica comece em zero, muitas vezes isso introduz uma distorção grosseira para sinais de entrada muito pequenos e, portanto, normalmente é elevado para cerca de 2 a 5% da oscilação da corrente do anodo de pico para evitar esse problema. A corrente do ânodo flui para o total de 180º do sinal de entrada no meio ciclo positivo. Como pode ser visto, a parte inferior da curva de transferência é curvada e essa curvatura causa distorção de segunda ordem, comumente chamada de distorção harmônica. (Não é mostrada a porção superior total da inclinação, isto também tem uma porção curva semelhante quando a corrente anódica é muito alta. A inclinação da corrente anódica total é em forma de S, sendo a porção curva superior uma imagem no espelho da porção inferior. ) Ao evitar essas regiões operacionais, a distorção é mantida em níveis razoáveis. No entanto, muito poucos, se houver, as válvulas têm tal inclinação ideal como mostrado. Embora eles sejam substancialmente uma linha reta, alguns freqüentemente mostram uma segunda curva distinta em forma de S distinta sobre a porção central quando examinada de perto. Enquanto o desvio da linha perfeitamente reta não for muito pronunciado, a distorção não será um problema sério. Outro diagrama da classe B (Fig. 5.2 ) mostra a inclinação da corrente anódica utilizável completa com as porções não lineares mais claramente.

Fig 5.2: Gráfico expandido da inclinação da corrente anódica.

O ponto de polarização ideal é geralmente determinado pela extensão da porção de linha reta para baixo até que ela cruze o eixo X de polarização da grade. A partir dessa estimativa inicial, pequenas variações são feitas para otimizar a linearidade. Notar-se-á a partir do segundo gráfico que, quando o sinal de entrada conduz a rede para 0V, intercepta a inclinação da corrente do anodo na região de 50% da máxima corrente anódica utilizável. Isso indica que o ponto de polarização ótimo foi alcançado e, portanto, a potência máxima não distorcida pode ser alcançada. Outro método para encontrar o ponto de polarização ideal é ajustar a tensão da rede até que ela seja zero. Se a inclinação é como mostrado acima, a corrente do anodo estará exatamente a 50% do valor de pico.

A potência de acionamento necessária para um amplificador Classe B é razoavelmente alta, pois a válvula consome corrente da rede durante uma grande parte do ciclo de entrada e, portanto, a fonte de acionamento deve ser capaz de fornecer suficiente oscilação de tensão da rede sem uma queda na amplitude do sinal. Isto implica uma fonte com impedância de saída muito baixa. Para garantir que não ocorra distorção da forma de onda do sinal de entrada, isso geralmente significa que a fonte de acionamento precisa ser capaz de fornecer uma potência muito maior do que a necessária para girar a tensão da rede na faixa necessária.

Derivação da eficiência da classe B

Terman derivou a eficiência de uma válvula ideal operando na Classe B ao amplificar uma forma de onda sinusoidal. A máxima eficiência possível é π / 4, que é 0,785 (78,5%). Isso pressupõe que a válvula é capaz de balançar a tensão do anodo da tensão de alimentação do ânodo para zero volts. No entanto, nenhuma válvula feita é capaz de fazer isso. Portanto, a equação completa é modificada pelo termo ( fornecimento Va min / V ). A fórmula completa é portanto:

η = π / 4 (1 - Va min / fonte V )

Para o caso de uma válvula de grade de tela (tetrodo, feixe de tetrodo, pentodo, etc), a limitação de quão baixo Va min pode ser é definida pela tensão na grade da tela (V g2). Caso a tensão do ânodo baixe para, ou abaixo, a distorção de V g2 ocorrerá. Portanto, se uma válvula operando com um suprimento de ânodo de 750V e uma alimentação de tela de 250V forem consideradas, a eficiência máxima não poderá ser maior que:

η = π / 4 (1 - 250/750)

0,785 x (1 - 0,333) = 0,523 (52,3%)

Portanto, para uma eficiência máxima, o suprimento de V precisa ser muito mais alto ou Vg2 precisa ser menor.

Na prática, os valores típicos de eficiência são mais de 60% para o caso de válvula ideal em baixas freqüências, como o áudio, e quando as perdas de circuito são adicionadas um pouco menos será alcançado na prática. Se a forma de onda é distorcida, ela não se comporta mais como uma onda sinusoidal verdadeira e a equação precisa ser modificada. Isto significa que medições de eficiência aparente são normalmente devidas a alguma distorção que ocorre na forma de onda de saída.

Deve-se observar que, se o amplificador for acionado apenas pela metade de sua potência potencial, a eficiência será a metade da eficiência máxima calculada, portanto, cerca de 30% é esperado. Isto está directamente relacionado com o termo Va min / V de alimentação . Se o Va min só baixar para metade do valor total (500V em vez de 250V), o termo (1 - Va min / V supply ) fica menor. No exemplo acima, a eficiência será de aproximadamente 26%.

Outro fator é o quanto a tensão de alimentação anódica se inclina sob a corrente de ânodo de pico, se este é mais do que alguns por cento, melhora ligeiramente a eficiência, como o valor da fonte V é tomado na instância da corrente de pico de ânodo (I max) quando Va min é atingido. Portanto, não existe tal importância na regulamentação da fonte de alimentação para os amplificadores Classe B.

A saída de potência possível para válvulas ideais em um amplificador push-pull classe B é dada por:

P o = ( fornecimento I max V / 2) x (1 - alimentação Va min / V ) watts

Onde eu max é a corrente de ânodo de pico em cada válvula.

Novamente, nenhuma perda de circuito foi considerada, o que irá dissipar parte da potência de saída potencial.

Classe AB

Para melhorar a linearidade e diminuir a potência de acionamento necessária, uma mudança no método de polarização é frequentemente usada. Isso agora se torna uma mistura da Classe B e da Classe A mais linear e, portanto, é chamada de Classe AB. Nesse método de polarização, a válvula se comporta como um tipo de Classe A em pequenos níveis de entrada e passa para a Classe B mais eficiente à medida que o sinal de entrada aumenta. Existem dois tipos distintos de Classe AB, um em que nenhuma corrente da rede flui e a outra onde existe alguma corrente na rede.

O primeiro tipo é conhecido como Classe AB 1 e se comporta mais como um verdadeiro amplificador Classe A em uma faixa mais ampla de corrente anódica. A penalidade que pagamos é que a dissipação do ânodo é maior que a da Classe AB 2 e a corrente inativa é muito maior. Assim, a eficiência é menor que AB 2 .

Na classe AB 2 é utilizada a mesma inclinação anódica, mas a corrente inativa é maior que a normal Classe B. Isso significa que a dissipação total do ânodo é maior e, como tal, não podemos obter a mesma potência de pico sem exceder a taxa de dissipação do ânodo. No entanto, para um tipo de sinal de entrada intermitente, como SSB, isso não é uma limitação séria.

O fator decisivo se é AB 1 ou AB 2 é se alguma corrente da rede flui. Se a corrente da rede não fluir sobre qualquer parte da forma de onda de entrada, ela será da Classe AB 1 . Se alguma corrente da rede fluir por uma parte substancial da forma de onda de entrada, ela será AB 2 . Infelizmente, existem muitas permutações neste método e se uma pequena quantidade de corrente de rede ocorrer apenas no pico da forma de onda de entrada, estritamente falando, ela deve ser classificada como AB 2 , quando, na realidade, para 99,9% do ciclo de entrada não fluxos de corrente da grade. Isso levou alguns a chamarem de Classe AB 1.5 , o que é um absurdo.

Muitas das populares válvulas tetrode para amplificadores de RF mostram uma melhora pequena, mas significativa, nos produtos IMD, se uma pequena corrente de rede fluir, mesmo que eles estejam enviesados ​​na Classe AB 1 . O gráfico das duas classes é mostrado na Fig . 5.3 . Como pode ser visto, o modo AB 2 precisa de mais sinal de acionamento, mas executa a corrente anódica mais acima na inclinação e, portanto, permite mais potência de saída. Embora a Classe AB 2 execute a corrente anódica mais acima na inclinação da corrente de ânodo, ela começa a se aproximar da região de curvatura superior. Quanto mais empurramos a corrente anódica para cima, mais produtos de distorção são gerados devido ao declive inclinado no topo.

Fig 5.3: Tipos de classe AB

Até que ponto podemos empurrar a corrente dependerá se os produtos de distorção de intermodulação (IMDs) ainda são aceitáveis ​​ou se estamos excedendo a corrente de ânodo seguro e a taxa de dissipação da válvula. É tentador continuar empurrando a corrente para cima, mas há um limite superior finito que não devemos exceder. Se é o IMD ou a dissipação que dita o máximo dependerá da válvula e da tensão de ânodo usada. Normalmente, a figura do IMD entra primeiro e para empurrar a unidade para cima, gerará salpicos excessivos.

Limitações da Válvula Tetrode

O tipo de válvulas de grade de tela, como tetrodos, pentodos e tetrodos de feixe, tem um problema inerente específico ao polarizar para Classe B, AB 1 e AB 2 . Se o gráfico na Fig. 5.4 for examinado, isso mostra uma versão expandida da parte inferior da curva de transferência de corrente anódica.

Fig 5.4: Diagrama de curvatura da curva de transferência inferior.

O ponto P no eixo de voltagem da grade indica o ponto de polarização ideal. Nesse ponto de polarização, o ânodo ocioso, ou permanente, é IaS no eixo Y da corrente do ânodo. Isso corresponde ao ponto Q no meio da curvatura na extremidade inferior da curva de transferência de corrente anódica. A corrente máxima do anodo linear é denotada pelo ponto C. A curvatura superior não é mostrada no diagrama.

A porção reta verdadeira da inclinação de transferência do ânodo começa no ponto B. Isso é aproximadamente onde um amplificador de Classe AB 1 seria influenciado; no entanto, a polarização escolhida é para a Classe AB 2 , pois proporciona melhor eficiência e potência de saída. Entre os pontos A e B, a curva é predominantemente de segunda ordem e introduzirá geração de distorção harmônica. Sobre a maior parte do declive anódico, de B é uma linha reta, por isso é substancialmente linear. Para operações verdadeiras de Classe B, o ponto de polarização correto seria o ponto A. Mas isso introduz mais distorção e geralmente precisa ser mais alinhado ao ponto Q. Um ponto de polarização intermediário entre A e Q é geralmente escolhido como um comprometimento quando as válvulas de grade de tela são usava.

As válvulas de grade de tela, como um tetrodo de feixe, são sensíveis à tensão de grade da tela. Se as curvas de corrente constante do anodo forem examinadas em detalhes para diferentes tensões de grade da tela, a relação entre a corrente do ânodo e a tensão da grade da tela pode ser plotada em um gráfico separado. Isso mostra que a corrente anódica é altamente dependente da tensão de rede da tela e tem uma lei de 3/2. Isso significa que, se a tensão da rede da tela for aumentada de, digamos, 300V para 500V, a corrente anódica dobra para a mesma tensão da grade de controle e tensão anódica. A razão pela qual isso ocorre é que a grade de tela está agindo como um melhor acelerador dos elétrons do cátodo que fluem em direção ao ânodo.

Para corrigir isso, a corrente anódica deve ser abaixada para manter a corrente e a dissipação do ânodo dentro dos limites seguros da válvula. Aumentar a tensão de polarização da grade pode fazer isso, de modo que é mais negativo. Isso restaura a corrente ociosa de volta ao valor requerido e a coloca firmemente na parte inferior da curva de transferência do ânodo inferior no ponto Q. Como a tensão da rede é agora muito maior, é necessária uma tensão maior na rede e, como a corrente da rede flui Operação AB 2 , isso significa que é necessário um nível de acionamento mais alto.

Isso vai contra todo o raciocínio aparente para elevar a tensão da grade da tela para obter mais ganho e potência de saída. A potência de saída para uma primeira ordem é a oscilação da tensão do ânodo e a capacidade da válvula de extrair corrente suficiente. Se a tensão do ânodo for baixa, a oscilação e a corrente da tensão do ânodo também serão baixas para o mesmo sinal do inversor. Para uma válvula típica, se a tensão do anodo é aumentada de 1kV para 2kV, a potência de saída potencial aumenta em um fator de quatro.

O outro grande problema de elevar a tensão da grade da tela é que a tensão do ânodo não pode ser balanceada por uma grande quantidade abaixo da tensão da grade da tela. Se a tensão do ânodo oscila abaixo da tensão da grade da tela, existe um cátodo virtual, a grade da tela tenta assumir o papel do ânodo e extrai corrente excessiva na tela. Esta corrente anódica desviada faz com que a forma de onda da tensão anódica se achate no topo, uma vez que a corrente anódica não pode abaixar o suficiente para seguir a forma sinusoidal correta. O resultado é que os produtos de distorção são gerados quando isso ocorre.

Ao elevar a tensão da grade da tela, ela traz o ponto em que você pode balançar a tensão do ânodo para baixo a uma tensão mais alta e, portanto, limita a corrente do ânodo que é possível desenhar sem fluxo excessivo de corrente na grade da tela. Abaixar a tensão da grade da tela tem o efeito oposto. O ânodo pode agora abaixar a tensão antes de atingir a tensão da grade da tela. Este efeito foi explorado no amplificador linear G2DAF, que será abordado mais adiante.

Classe C

Embora o amplificador Classe C não seja adequado para os modos que exigem uma curva de transferência linear, ele tem seus usos para os transmissores modulados do ânodo AM, bem como para os modos FM e CW. A base de operação é que a corrente anódica é cortada por uma grande tensão de rede negativa e a corrente de anodo flui apenas em pulsos estreitos para uma porção da forma de onda do sinal de grade positiva. A curva de transferência de corrente anódica é mostrada na Fig . 5.5.

Figura 5.5: Curva de corrente do ânodo de classe C.

Normalmente, a polarização da grade é configurada para ser aproximadamente o dobro do valor necessário para cortar apenas a corrente do ânodo. Isso significa que, na metade positiva do sinal de entrada-condução, nenhuma corrente anódica flui até que a tensão da rede se aproxime do ponto 0V de grade-catodo. Uma vez ultrapassado o ponto 0V, a corrente anódica é conduzida diretamente para o topo da inclinação e sobre a parte superior por uma pequena quantidade. Isso coloca a corrente do ânodo em saturação e qualquer pequena variação no nível do sinal de entrada tem pouco efeito na corrente do ânodo e, portanto, na potência de saída.

O poder de condução da rede é o mais alto de todos os modos de operação, mas como a resistência da rede é bastante alta, a energia necessária não é excessiva. O ganho que um típico amplificador de potência classe C pode produzir é de cerca de 20 vezes (13dB) a cerca de 40 vezes (16dB), dependendo da frequência e do nível de potência. A corrente da rede é razoavelmente alta e, portanto, uma válvula projetada para atender a essa alta corrente é essencial. Felizmente, nos níveis de potência que os amadores usam, isso significa que muitas válvulas normais podem ser operadas na Classe C sem problemas sérios. No entanto, existem algumas válvulas que não devem ser usadas com alta corrente de grade, pois a estrutura da grade pode ser danificada.

De todas as classes operacionais, a Classe C possui a maior eficiência e um número de 75% ou um pouco mais alto é comum. Em um circuito anodo realmente eficiente, é possível ver números um pouco acima de 80% em baixas freqüências.

Embora os impulsos de corrente anódica sejam muito inferiores aos 180º do sinal de entrada e sejam ricos em harmónicos, o circuito ressonante do tanque de ânodos restaura a forma de onda do sinal de entrada para uma forma de onda sinusoidal quase perfeita devido ao efeito volante. Só harmônicos da frequência fundamental existem no ânodo. Estes são em grande parte suprimidos pelo circuito do tanque carregado Q, e qualquer supressão adicional pode ser feita com um filtro de baixa passagem conectado em série com a saída, se forem considerados excessivos. Em um circuito de tanque corretamente proporcional, quando o circuito anódico é levado à ressonância, os harmônicos normalmente mergulham quando o circuito do tanque é ajustado para a potência máxima de saída.

O tópico dos circuitos do tanque de anodo e a necessidade de selecionar o valor correto do Q carregado são abordados posteriormente em outro capítulo.

Controlando a potência de saída de RF

No amplificador Classe C, o método normal de condução da grade de um tetrodo de feixe é fornecer um nível de portadora fixo a partir do estágio de acionamento. O desvio da grade pode ser por uma fonte de polarização fixa, que possui alguma variação para definir a tensão de corte correta, ou para utilizar a corrente da rede fluindo em um resistor conectado da rede à terra. Dos dois, esse é o método mais simples. Como a corrente do ânodo é dependente da tensão da grade, se o sinal de acionamento for removido, a tensão da rede aumentará para 0V e a corrente do ânodo aumentará até o máximo, já que a tensão de polarização desenvolvida pelo resistor da grade desapareceu.

Para evitar essa condição, um método comum com transmissores CW é organizar um método para que, se a polarização da grade falhar, a tensão da tela seja reduzida a uma baixa tensão, reduzindo assim a corrente do ânodo para um nível baixo. Essa técnica é chamada de estágio de fixação . Um simples estágio de fixação utilizando um triodo para controlar a tensão de rede do amplificador de RF é mostrado na Fig . 5.6 .

Fig 5.6: Circuito de fixação simples.

A válvula tríodo conectada à grade de tela do amplificador de RF puxa a tensão para baixo quando ela conduz totalmente. Quando o sinal de condução é aplicado à grade do estágio de saída, a polarização de grade negativa desenvolveu desvios do triodo e a tensão da grade de tela aumenta até o máximo definido pelo resistor R da fonte de alta tensão. Quando a chave está levantada, nenhum desvio da grade está disponível e a válvula de fixação puxa a grade da tela para baixo, para perto do solo, reduzindo a corrente do ânodo da válvula PA para um valor seguro. Onde uma saída de RF variável é desejada, uma pequena modificação permite alguma variação da tensão de tela e, portanto, da corrente anódica, e isso é mostrado na Fig . 5.7 .

Fig 5.7: Circuito de fixação com controle de saída variável.

A válvula de fixação é um pequeno pentodo de viga e o desvio de grade desenvolvido em V1 é alimentado através de um potenciômetro de ajuste de nível para a grade de V2. Ao ajustar o VR1, a tensão de rede da tela aplicada a V1 pode ser ajustada para se adequar à potência de saída necessária. Usando um arranjo como este circuito, a saída RF pode variar entre 10% e o máximo que o amplificador pode fornecer.

Potência de saída de potência de uma válvula

Uma pergunta que muitas vezes é feita é: “Quanta potência de RF posso obter de uma válvula particular?” A resposta simples é: “Depende do tipo de amplificador que você pretende usar e da frequência de operação.” A questão é um pouco como "Quanto tempo é um pedaço de corda?" Precisamos de mais dados para dar uma estimativa precisa da potência que provavelmente será alcançada.

É importante entender como as válvulas são classificadas para potência. Em itens como motores de combustão interna e motores elétricos, a maneira geral de classificá-los é citar a potência em potência ou kilowatts. As válvulas geralmente não são classificadas dessa maneira, embora o fabricante frequentemente forneça um exemplo para mostrar sua capacidade. Válvulas são classificados no que eles podem não entregar o poder. Embora isso pareça uma maneira estranha de avaliá-los, é por uma razão muito lógica. A razão é por causa da eficiência na qual a válvula pode ser operada com segurança em um circuito prático.

Eficiência

A eficiência é a medida da quantidade de potência que podemos obter para uma certa quantidade de entrada de energia. É dado em termos percentuais. Se toda a energia DC alimentada em uma válvula estivesse disponível em alguma outra forma, por exemplo, potência de áudio ou RF, ela teria uma eficiência de 100%.

A Lei de Conservação de Energia afirma que: “A energia não pode ser criada nem destruída. Ele só pode ser convertido de uma forma para outra ”. O ponto crucial dessa lei é que, embora a saída de energia seja diferente da entrada de energia, a diferença entre as duas sempre pode ser explicada.

Em uma válvula, ou qualquer outro dispositivo que converte energia em que a energia para fora , a diferença é geralmente verificou-se ser de calor gerado no interior do dispositivo durante o processo de conversão. Nas válvulas, isso é chamado de dissipação do anodo e é expresso em watts. A energia CC alimentada no dispositivo que não pôde ser convertida em potência de saída do tipo necessário aparece como calor. Só é "perdido" na medida em que não está na forma que gostaríamos: é totalmente contabilizado como energia térmica. A eficiência ( η ) é geralmente considerada como:

Desligue

η = x 100%

Poder em

Se uma potência de entrada CC de 150W for alimentada em um amplificador e uma potência de 100W aparecer na saída, a eficiência será de 66,66%.

Dissipação de Anodo

A grande maioria do poder perdido é atribuída a ser consumida pelo ânodo. Isso não é estritamente verdadeiro: alguns podem ser usados ​​para aquecer outras partes da válvula, mas o conceito é uma maneira viável de expressar o mecanismo. Se nenhuma energia fosse perdida no ânodo, o processo de conversão seria perfeito e a eficiência seria de 100%.

Quanta energia uma determinada válvula pode converter da potência de entrada CC para a potência de saída útil é determinada somente pela dissipação segura do ânodo da válvula. Se a potência que está sendo dissipada for muito maior do que a classificação máxima do fabricante, ela irá superaquecer e danificar a válvula. A válvula só pode se livrar da energia térmica até uma certa taxa, transferindo a energia térmica para outro objeto. O resfriamento do ânodo e de outras partes da válvula é, portanto, um fator importante na determinação da dissipação do anodo possível.

Calculando a potência de saída da dissipação do ânodo

A fórmula para converter a taxa de dissipação do ânodo em watts em potência de entrada usa a fórmula:

1

P in = x P diss

(1 - η )

Onde:

P in é a entrada de energia CC em watts

P diss é a dissipação anódica nominal

η é a eficiência numérica (por exemplo, 75% = 0,75).

Para uma válvula como a RCA 811, a dissipação máxima do ânodo CCS é de 45W. Assumindo uma eficiência de ânodo de 75% para um amplificador de áudio Classe B, ele pode manipular com segurança a entrada de corrente de 180W.

A potência de saída é simplesmente a potência de entrada multiplicada pela eficiência:

180 x 0,75 = 135W

A dissipação do ânodo é (entrada de energia - saída de energia) = P diss

(180 - 135) = 45W.

Isso pressupõe que a saída de energia seja contínua. Quando a saída não está em 100%, a classificação inteligente pode ser aplicada para obter uma condição de trabalho segura. Nós chamamos isso de ciclo de dever .

Ciclo de Trabalho

No caso do código Morse, a razão ponto-espaço é 1: 1, portanto, se uma sequência de pontos for transmitida, o transmissor ficará ligado pela metade do tempo e desligado pelo restante. Portanto, o ciclo de trabalho é de 50%. Sob essa condição, usando o exemplo acima, ele poderia ser duplicado com segurança para a entrada de CC e a potência de saída de RF sem exceder a dissipação do ânodo de 45W. A dissipação citada é o valor médio , portanto, embora durante a transmissão do ponto esteja dissipando duas vezes sua dissipação nominal, durante o período espacial a dissipação é zero. Tem um período de descanso onde o calor pode ser transportado para longe.

Em radares e transmissores pulsados ​​similares, o nível de potência é muito alto durante o pulso de transmissão, mas o tempo entre os pulsos é longo. Portanto, a válvula tem tempo suficiente para afastar o calor e a dissipação média do ânodo é baixa.

Ao avaliar até que ponto o envelope pode ser empurrado antes que a válvula seja indevidamente ressaltada, precisamos conhecer o ciclo de trabalho dos vários modos de uso comum. Para código Morse, se uma sequência de traços for transmitida, o tempo de ativação será de 75% do tempo total, porque a proporção traço para espaço é de 3: 1. Assim, neste modo, poderíamos apenas aumentar a potência de entrada CC em 1,33. Para FM, onde a portadora está a 100% durante as transmissões, claramente a dissipação do ânodo de 45W é o fator dominante e a execução em mais do que a energia de entrada CC segura seria inaceitável.

Para operação de banda lateral única, a voz média tem um ciclo de trabalho entre 30 e 40% dos picos e, portanto, a taxa pode ser aumentada um pouco antes que a dissipação média do ânodo seja excedida. Se, no entanto, um processador de voz for usado, isso aumentará a amplitude média de voz para cerca de 60% e ditará quanto poder extra poderíamos executar com segurança.

Os transmissores amadores, no entanto, não são normalmente executados continuamente: eles têm períodos curtos de transmissão e aproximadamente o mesmo período de recebimento, então a potência de pico pode ser aumentada um pouco. Se o equipamento for usado em um concurso, as coisas serão muito diferentes, especialmente se for usado um processamento pesado de fala. Esses fatores determinam o quanto 'abuso inteligente' a válvula é capaz de tolerar.

Eficiência potencial do ânodo

Foi calculado a partir dos primeiros princípios por várias fontes qual a eficiência máxima do ânodo pode ser para os vários modos de condução em uso comum. Os modos de operação populares são Classe A, Classe B e Classe C. Soma-se a estas outras duas variações da Classe AB 1 e Classe AB 2 , que são combinações de Classe A e B. Qual modo de operação é usado dependerá da aplicação e outros fatores.

Terman primeiro calculou estes valores máximos e vários outros confirmaram os valores como sendo o limite superior para uma válvula ideal. No entanto, ninguém faz uma válvula ideal, apenas válvulas práticas estão disponíveis. Portanto, embora útil, é simplesmente um guia quanto à eficiência máxima absoluta que seria possível alcançar se a válvula ideal estivesse disponível.

Geralmente, a eficiência do ânodo diminui à medida que a frequência aumenta, portanto, um valor para um amplificador de áudio sempre será melhor do que um amplificador de alta frequência e um amplificador de VHF / UHF. Citar as fichas de dados de válvulas dos fabricantes para os três tipos de operação geralmente não é possível, já que uma válvula em particular não é normalmente feita para atender a todos os tipos. No entanto, existem dados suficientes para operação em áreas de freqüência, por exemplo, áudio e baixo RF ou HF e UHF.

Uma válvula típica de alta potência na freqüência de áudio se aproximará do valor teórico, mas será reduzida em uma pequena quantidade. Da mesma forma, uma válvula de microondas na baixa frequência de RF é notavelmente melhor do que na faixa superior nas bandas de microondas. O triodo 2C39A em 3GHz tem uma eficiência de cerca de 25 a 30% na melhor das hipóteses para operação Classe C, a 144MHz sua eficiência é de cerca de 70% e em 432MHz é tipicamente 60%. Essa tendência é comum para todas as válvulas. Valores teóricos típicos para as várias condições de operação podem ser indicados:

A classe C é a mais alta, com 84%;

A classe B é a melhor em 78,5%;

A classe A é a pior entre 25 e 30%.

Os modos intermediários da Classe AB 1 e AB 2 são semelhantes, sendo a Classe AB 2 ligeiramente melhor a 65% e a Classe AB 1 a 55%. No entanto, deve ser repetido que estes são os valores teóricos máximos quando operados em baixas frequências. Em frequência mais alta, esses valores são mais baixos, às vezes, muito menores! Geralmente, quanto maior a linearidade do amplificador, menor a eficiência potencial.

Eficiência do circuito

A eficiência geral de um amplificador de potência não é inteiramente determinada pela eficiência do ânodo da válvula. Existem outros fatores que adicionam perda extra ao processo de transformação de entrada DC para saída de RF. O principal fator é a perda inerente na rede anódica. Em freqüências de áudio e baixas freqüências de RF essas perdas são relativamente pequenas e podem ser ignoradas. Tal não é o caso quando a frequência é muito alta. Na UHF e acima, as perdas na rede anódica podem ser significativas e podem consumir a energia disponível para alimentar a antena.

Como já foi mencionado, os fabricantes de válvulas geralmente fornecem duas medições de saída de potência de RF diferentes em suas folhas de dados. Estes são o poder anódico disponível e a potência de saída útil . A primeira delas é a potência calculada saindo do ânodo, a outra é a potência real medida no conector de saída do amplificador. A diferença entre os dois é a potência perdida na rede de transformação do anodo, que pode ser medida sem a válvula no circuito.

Resfriamento

O resfriamento é uma das áreas mais críticas em qualquer projeto de amplificador de alta potência. Se o calor gerado na válvula não for removido com rapidez suficiente, ele excederá a temperatura de operação segura.

Quando uma válvula é projetada, o fabricante decide o método de resfriamento ideal para se adequar à aplicação que pode ser usada. Para o tipo de válvula de envoltório de vidro menor, geralmente o resfriamento simples por convecção é suficiente para manter a válvula abaixo de uma determinada temperatura máxima. Para válvulas de potência maiores e maiores, o envelope tem uma área de superfície maior e, às vezes, o resfriamento por convecção é adequado. Válvulas de envelope de vidro dissiparão o calor mais rapidamente se um fluxo suave de ar frio for soprado para elas. Muitas vezes o volume de ar necessário não é grande e isso é suficiente para resfriar a válvula. Em outros, são feitas chaminés de vidro especiais que se ajustam à válvula e um maior volume de ar é soprado por debaixo da válvula para formar um método eficiente de transferência de calor.

Para as válvulas fisicamente pequenas, onde a área disponível é pequena, muitas vezes um radiador de arrefecimento é encaixado no ânodo e o ar é forçado a passar para manter o ânodo a uma temperatura segura. Em outras válvulas de alta potência, o resfriamento do ar simplesmente não é suficiente e os invólucros de resfriamento líquido são instalados para transportar o calor para longe.

Se a taxa na qual o calor pode ser transportado e dissipado for muito maior do que a válvula gera, então é possível aumentar a dissipação do ânodo para um nível muito mais alto. A série 2C39 de triodos de microondas é equipada com um resfriador anódico aletado que permite uma dissipação máxima de anodo de 100W. No entanto, é simples substituir este resfriador aletado por uma camisa de refrigeração líquida. Com um sistema de refrigeração líquida, a dissipação do anodo pode ser aumentada em até quatro vezes em relação ao resfriamento normal do ar.

Experimentos realizados por amadores com refrigeração líquida mostraram que o uso dessa técnica permite mais latitude no fator de abuso inteligente . O clássico amplificador N6CA de 23cm usando o triodo de microondas cerâmico 2C39BA foi amplamente copiado e aumenta a potência potencial de 45W a 250W, quando usado inteligentemente para operação em CW. A vida útil da válvula é encurtada um pouco, mas de 2 a 3 anos a partir de uma válvula é facilmente alcançável, já que não transmitimos 24 horas por dia.

Eficiência real

Embora o cálculo da eficiência seja um fator fácil de determinar, podemos nos surpreender que o que alcançamos na prática é muito menor que o esperado. É fácil medir a potência de entrada CC: basta medir a corrente do ânodo e a tensão e multiplicar os dois juntos. Também é simples medir a potência de RF usando um wattímetro calibrado. Mas há casos em que obtemos resultados inesperados.

Suponha que o amplificador em uso tenha uma eficiência conhecida de 60% quando conduzido para sua saída nominal total. O modo de operação é o código Morse. Quando o amplificador é ligado no modo de transmissão, mas antes de a tecla ser pressionada, ele está mostrando alguma corrente ociosa no medidor de corrente anódica e, é claro, o wattímetro de RF mostra saída zero. Qual é a eficiência sob esta condição? A resposta é 0%, porque, embora o amplificador esteja consumindo energia, não há energia de saída.

Agora vamos supor que enviamos uma longa série de pontos que estão espaçados corretamente, com o comprimento do ponto sendo o mesmo período de tempo que o período de espaço. Qual é a eficiência agora? Quando a chave está abaixada, o amplificador fornece potência total na eficiência medida, de modo que está operando com uma eficiência de 60%. Mas no tempo de ativação tem uma eficiência de 0%. Portanto, a eficiência média é o máximo dividido por dois ou 30%. O mesmo vale para a potência média. Quando a chave está abaixada, ela transmite, digamos, 100W, mas com a chave, é claro que a potência é zero. Assim, a potência média é de 50W.

Se agora enviarmos uma longa seqüência de traços, e novamente assumirmos que o traço correto para o período espacial é observado, qual é a figura de eficiência sob essa condição? O período do traço de descida da chave é três vezes mais longo do que o período de espaço, portanto, o ciclo de trabalho é de 75%. Portanto, a eficiência média é de 60% x 0,75 = 45%. A potência média é de 75W.

Ao usar o SSB como entrada, o mesmo argumento se aplica. O SSB com voz humana tem um ciclo de trabalho de cerca de 30% da média para o pico. Assim, a eficiência média que atingimos é de 60% x 0,3 = 18%. Embora isso pareça terrível, ele precisa ser visualizado no contexto correto. Sob esta condição de operação, a dissipação do ânodo também tem uma média de apenas 30% da condição completa de chave para baixo. Para um modo como FM, em que a portadora está a 100% da energia, a dissipação do ânodo é a máxima.

Eficiência máxima

Em um amplificador de RF, a rede de correspondência de ânodos é normalmente ajustada para fornecer potência máxima quando a válvula é totalmente acionada. Isso significa que, quando a válvula não é acionada até sua potência de entrada máxima, a eficiência é afetada. Isso ocorre porque a correspondência foi ajustada para se adequar à potência máxima, em saídas de potência mais baixas a válvula não está agora corretamente combinada para fornecer toda a potência potencial. Isto escala quase linearmente em amplificadores práticos. Assim como no exemplo dos pontos de código Morse, o mesmo efeito se aplica.

Se a válvula for acionada apenas para fornecer metade da potência máxima, a eficiência cairá para 50% do que seria na potência máxima de pico. Se a eficiência de pico for de 60%, a válvula fornece apenas 30% de eficiência para essa entrada de energia CC específica. Isso geralmente não é um problema, pois a taxa de dissipação segura do ânodo é muito maior na saída de potência total. Podemos traçar a curva de eficiência contra a entrada de energia e é essencialmente uma linha reta que começa em 0% e atinge o ponto máximo de eficiência no topo da linha.

Dissipação de anodo sob condições ociosas

A dissipação de anodo permitida quando uma válvula é polarizada em um modo linear é preocupante. Normalmente, a corrente de marcha lenta é ajustada para um valor bastante alto, de modo que a válvula sob condições de baixa movimentação está funcionando na Classe A. À medida que a unidade é gradualmente aumentada, ela se move para a região de operação Classe B. O modo de operação com a maior corrente ociosa é a Classe AB 1 . Encontrar a corrente inativa ideal é muitas vezes uma questão de experimentação. Por um lado, desejamos ter boa linearidade em pequenos níveis de acionamento, mas a dissipação do ânodo é uma preocupação. Se diminuirmos a corrente de marcha lenta, então reduzimos a dissipação do ânodo, mas podemos reduzir a linearidade para níveis de acionamento pequenos. Felizmente, Eimac apresentou a resposta definitiva para esse problema.

A Eimac recomenda que, quando uma válvula for polarizada para a Classe AB 1, a corrente inativa deve ser ajustada de forma que o nível de dissipação do ânodo seja de apenas 80% da dissipação máxima do ânodo da válvula. Essa é a melhor configuração de compromisso. Isso significa que, para uma válvula com uma dissipação máxima de anodo de 250W, como a série 4CX250, a dissipação do ânodo será de 200W. Para a tensão de alimentação do ânodo CC recomendada de 2kV, a válvula 4CX250 deve consumir 100mA de corrente inativa.

Se examinarmos a folha de dados Eimac para o triodo 3-500Z, veremos sua recomendação para operação na Classe AB 2 . O 3-500Z é mais linear com uma fonte de anodo de cerca de 3kV e, quando inativo nesta voltagem, extrai 62mA. Esta é uma dissipação de anodo de 186W. No entanto, para fornecer esse estado, a tensão do cátodo precisa ser elevada para + 10V em vez da condição normal de polarização zero. Se o fornecimento do ânodo for reduzido para 2,5 kV, o desvio adicional de + 10V pode ser dispensado. Agora, ele desenha uma corrente ociosa de 130mA quando executado na condição de polarização zero real. Sob esta condição, a dissipação do ânodo inativo é de 325W.

Se a alimentação do anodo for aumentada para o máximo de 3,5 kV, a polarização do cátodo precisa ser elevada para + 15V para manter a corrente do ânodo sob controle. Isso ocioso em 53mA, uma dissipação de 185W.

Sob o drive completo na fonte de 3kV, ele consome uma potência de entrada DC de um único tom de 1200W e normalmente produz 740W. A dissipação do ânodo é, portanto, (1200 - 740) = 460W. Na tensão anódica inferior de 2,5kV, ele recebe uma entrada CC de 1kW e uma saída de 600W, uma dissipação de 400W.

Se escolhermos a fonte máxima de anodo de 3,5 kV, a entrada CC é de 1400 W, a saída é de 890 W e a dissipação do anodo é de 510 W. A dissipação máxima do ânodo é declarada como sendo 500W.

Em todos esses modos, é necessário cerca de 45W de potência do inversor quando em configuração de rede aterrada.

Amplificadores de Rede Aterrados

Estes são abordados mais detalhadamente mais tarde, mas um fator interessante sobre eles é a aparente eficiência possível. Ao medir a saída de potência e a entrada de energia, a eficiência é maior do que parece realista. Isso foi eventualmente atribuído ao fato de que parte da energia da unidade de entrada está sendo alimentada através da válvula do catodo para o ânodo e aumentando a potência do ânodo. Se uma quantidade excessiva de acionamento for usada, um aumento na potência de saída de até 11% é possível.

Como resultado disso, a FCC nos Estados Unidos mudou a redação da licença amadora para atender a esse efeito. Eles afirmaram que se a porcentagem de alimentação através da potência estivesse acima de um certo valor, a entrada DC no ânodo precisava ser reduzida para manter dentro do nível de entrada permitido de 1kW DC.

Em um amplificador de rede aterrado, o cátodo e o sinal anódico estão em fase e adicionam. No amplificador de cátodo aterrado, eles estão 180º fora de fase e, portanto, a potência de alimentação é subtraída da potência do ânodo.

Isso ocorreu nos dias anteriores à saída de RF ser medida com precisão e os transmissores eram dos tipos AM e CW, ou seja, antes do SSB, onde apenas a potência de saída era medida. Hoje, a energia de entrada CC não é usada, exceto em alguns países, nos modos FM e CW. Se você tiver que usar uma potência de entrada CC de 1200W para atingir PEP de 400W que não é preocupante, isso afeta somente o operador que tem que pagar a conta de eletricidade. Muitas das primeiras peças de equipamento amador comercial foram especificadas como entrada PEP e não como saída. Isso fez com que o equipamento parecesse melhor, mas quando o fator de eficiência era considerado, eles geralmente davam menos da metade da potência da figura de entrada citada. O antigo Yaesu FTdx500 era um transceptor de alta frequência classificado com 500 W PEP: ele normalmente dava cerca de 180 W de PEP.

6: Causas da Distorção

A distorção de termo é normalmente usada para significar que o sinal de saída difere de 
alguma forma do sinal de entrada. No amplificador ideal, o sinal de saída deve ser uma réplica exata do sinal de entrada, mas maior em amplitude.

A distorção pode ser de diferentes formas, sendo distorção harmônica ou distorção intermoduladora. Nos amplificadores de áudio, a distorção harmônica é geralmente o tipo encontrado. Por outro lado, em amplificadores lineares de RF, a distorção entre intermodulações é normalmente o tipo que mais nos preocupa. Os harmônicos desenvolvidos em um amplificador de RF podem ser filtrados, mas em um amplificador de áudio eles não podem e são audíveis para o ouvinte.

Distorção de Emissão

Este tipo de distorção não é comumente encontrado em amplificadores, mas é perceptível em outros circuitos. Como foi explicado, os elétrons gerados pelo cátodo estão disponíveis para fornecer um fluxo de corrente ao ânodo, sendo atraídos pelo alto potencial positivo daquela parte da válvula. Se a capacidade do cátodo para ferver os elétrons é ilimitada, qualquer valor desejado de corrente anódica pode ser alcançado. Na prática, as válvulas são normalmente projetadas e feitas para fornecer elétrons suficientes, com a devida permissão para condições de sobrecarga, de modo que durante toda a vida útil da válvula, ela nunca fique sem elétrons se operada sob as condições recomendadas.

Existem, no entanto, certas válvulas nas quais é prudente limitar a capacidade de geração de elétrons para fornecer uma forma de dispositivo de segurança. Se for empurrado bem além de sua capacidade catódica, qualquer válvula eventualmente falhará em fornecer elétrons suficientes. Quando isso ocorre, a corrente anódica deixa de aumentar para aumentar o nível da unidade.

Esta característica é deliberadamente usada em válvulas retificadoras ( Fig. 6.1 ). Ao privar o ânodo de elétrons, ele fornece uma função limitadora de corrente simples e eficaz. Se a saída CC de um retificador de válvula está em curto, o que um capacitor de suavização de curto-circuito ou algum outro circuito pode fornecer em uma condição de falha, a tensão de saída do retificador cai significativamente. Os ânodos da válvula retificadora normalmente ficam vermelhos para alertar o usuário sobre a condição de falha. Se o equipamento for bem projetado, normalmente, um fusível, um circuito de disparo de sobrecorrente ou excesso de temperatura desconectará a energia de entrada CA.

Fig 6.1: Saturação da corrente anódica de um diodo retificador.

Por outro lado, um moderno retificador semicondutor normalmente falhará sob essa condição estressante. A válvula retificadora é geralmente capaz de tolerar curtos-circuitos a curto prazo sem efeitos nocivos. Parte da razão disso é que a válvula retificadora tem uma tensão direta relativamente alta em comparação com um diodo semicondutor. Em um diodo de silício, a tensão direta é de cerca de 0,6V em pequenas correntes e cerca de 1V na classificação máxima. Uma válvula retificadora possui uma tensão direta medida em vários volts. A queda de tensão mínima é de cerca de 10V e a máxima é de cerca de 70V com corrente nominal máxima. Embora esses números pareçam altos, quando a tensão de saída CC é de ~ 500V ou mais, eles são uma pequena porcentagem da tensão de alimentação e não são significativos. Figura 6.2mostra a voltagem direta típica da válvula retificadora EZ80. A partir disso, podemos ver que na corrente de saída nominal máxima a tensão direta é de 30V.

Fig 6.2: Tabela de queda de tensão para a válvula retificadora EZ80 (a partir de uma folha de dados da Philips de 1952).

Eles também são um método melhor de fornecer a alta tensão CC para outros estágios da válvula. Isso ocorre porque, ao ligar, o filamento retificador está frio e, embora o transformador esteja fornecendo o retificador com a tensão CA necessária, a válvula não começará a conduzir até que o catodo se eleve acima de uma determinada temperatura. Consequentemente, a tensão DC de saída aumenta gradualmente ao longo de um período de vários segundos. Isso proporciona um bom início gentil, pois as outras válvulas também estão aquecendo. Nos retificadores semicondutores que alimentam circuitos de alta voltagem, geralmente é necessário fornecer algum tipo de mecanismo de partida suave para desacelerar o aumento rápido da tensão de saída quando da primeira partida. Os capacitores eletrolíticos de alta tensão e os diodos podem ser danificados pelo interruptor no surto.

Este também é um problema em alguns equipamentos onde a válvula retificadora normal é substituída por diodos de silício modernos. Não apenas a capacidade de partida suave é perdida, mas a tensão de saída fora da carga pode ser muito alta para os capacitores eletrolíticos. Se estiver montando diodos de silício, é imperativo encaixar um resistor de valor adequado em série para limitar a corrente de pico e fornecer alguma limitação de corrente em condições de curto-circuito.

Em comum com todas as válvulas, a válvula retificadora precisa de uma certa tensão ânodo-cátodo antes de começar a conduzir uma corrente adequada. Em pequenas válvulas retificadoras projetadas para retificação de alta tensão, ela pode ser tão alta quanto 50V, de modo que a porção inferior da forma de onda senoidal é cortada e somente a porção acima de cerca de 50V é observada na saída do cátodo. Isso é preocupante, pois a tensão de pico é menor do que teoricamente possível. (Para compensar a perda de tensão, são necessárias mais algumas voltas no secundário, chamadas de voltas de compensação. Isso geralmente significa que, se os diodos semicondutores forem usados, a voltagem de avanço inferior será alta demais para o capacitor de suavização instalado.) Quando observado em um osciloscópio a tensão de saída é um início e um acabamento verticais com a crista sinusoidal normal do sinal. Tem um ângulo de condução ligeiramente inferior a 180º. Como tal, é uma versão distorcida de uma verdadeira onda senoidal, mas nesta aplicação não é um problema.

A típica tensão de saída observada no cátodo, sem um capacitor de suavização, é mostrada na Fig. 6.3. Isto é para um retificador bifásico usando uma válvula retificadora dupla. Por ser um retificador bifásico de duas válvulas (onda completa), as duas metades das válvulas são alimentadas em antifásico a partir de um secundário com derivação central. Quando uma válvula está conduzindo, a outra metade é totalmente polarizada. Cada válvula fornece metade da corrente de saída necessária. O capacitor de suavização mantém a tensão de pico entre os pulsos de corrente para fornecer uma tensão de saída DC relativamente constante. A frequência de ondulação é duas vezes a frequência de entrada CA, portanto a frequência fundamental é completamente suprimida e a única frequência na saída é a segunda harmônica. Esta técnica é freqüentemente usada para um dobrador de freqüência, já que requer apenas dois diodos e um centro derivado secundário para obter boa eficiência.

Este tipo de forma de onda também nos encontraremos mais tarde quando cobrirmos projetos de amplificadores push-pull operando na Classe B.

Fig 6.3: Tensão típica de saída do retificador de onda completa.

Distorção harmônica

Isso é normalmente aceito como distorção causada pela geração de freqüências que são múltiplos exatos do sinal de entrada. Em um amplificador de áudio alimentado com uma forma de onda de entrada senoidal pura, o segundo harmônico é o dobro da freqüência de entrada e o terceiro harmônico é três vezes o sinal de entrada. Geralmente, o ouvido humano é mais sensível aos harmônicos de ordem ímpar e eles tendem a 'colorir' o sinal de saída, tornando-o menos atraente de se ouvir. Em amplificadores de áudio, o termo Distorção Harmônica Total(THD) é comumente utilizado. Esta é uma medição percentual de todos os sinais de saída harmônicos somados, comparados com o sinal de entrada original desejado. Para fazer uma medição THD, a frequência fundamental do sinal de saída é anulada e qualquer coisa restante é considerada como a figura THD. Na prática, uma certa quantidade de ruído gerado internamente também é produzido dentro do amplificador, que também é detectado pelo instrumento de medição. Assim, o THD é às vezes dado como 'THD + Noise', como uma razão de distorção + ruído ao sinal desejado, geralmente declarado em decibéis.

Em amplificadores de RF, a distorção harmônica para tipos de sinais como CW e FM não é uma grande preocupação, já que eles podem ser filtrados usando um filtro de baixa passagem após o amplificador. No entanto, a distorção harmônica tem influência em outro tipo de distorção, chamada Distorção de Intermodulação , ou IMD, abreviada. O mecanismo que gera a distorção harmônica também é responsável pela geração do IMD.

Em um amplificador ideal, não haveria linearidade no dispositivo, mas em dispositivos práticos, como válvulas e semicondutores, sempre haverá alguns. É a magnitude da não linearidade que determina se o dispositivo é aceitável ou não. Quanto mais linear for o amplificador, menor será a amplitude dos produtos indesejados.

Distorção InterModulação

Em um amplificador linear, assim como no mecanismo de geração harmônica fundamental, existe também um segundo mecanismo que também é causado pela não linearidade do dispositivo. Esses produtos extras surgem porque o sinal de entrada não é um tom único, mas um sinal complexo contendo duas ou mais portadoras ou tons discretos. O processo de mistura ou modulação que surge quando dois ou mais sinais são passados ​​através de um amplificador gera esses sinais adicionais chamados produtos de distorção de intermodulação.

Se as duas portadoras estiverem espaçadas em freqüência dentro da faixa de passagem do amplificador, cada sinal se misturará com o outro sinal. Se o amplificador fosse perfeitamente linear, nenhum harmônico seria gerado e nenhuma mistura poderia ocorrer, portanto nenhum IMD poderia ser gerado. Mas tal amplificador não existe no mundo real!

A geração de produtos IMD é simples de entender se um exemplo é usado.

Veja Fig 6.4 . Um amplificador não linear tem dois sinais de entrada de 3MHz e 4MHz. Cada portadora irá gerar harmônicos, bem como o sinal fundamental. Para o caso da portadora de 3MHz os sinais de saída serão 3, 6, 9, 12MHz etc. Para a portadora de 4MHz os sinais serão 4, 8, 12, 16MHz, etc. Se pegarmos o sinal de 3MHz e combiná-lo com o segundo harmônico da portadora de 4MHz e examinar as frequências de soma e diferença que temos:

Fig 6.4: Espectro típico do IMD.

(8 + 3) = 11MHz e também (8 - 3) = 5MHz.

O sinal de 11MHz que podemos filtrar, mas o sinal de 5MHz, não podemos filtrar facilmente, por isso, produz uma nova portadora acima da portadora de 4MHz.

Para a operadora de 4MHz e a segunda harmônica da operadora de 3MHz, temos:

(6 + 4) = 10 MHz e (6 - 4) = 2 MHz. Novamente, o sinal indesejado de 10MHz não é um problema, mas o novo sinal de 2MHz é. É 1MHz abaixo do sinal desejado de 3MHz e, como a portadora de 5MHz, cada um dos novos sinais é deslocado em freqüência pela diferença na freqüência dos dois sinais de entrada originais.

Se agora pegarmos a terceira harmônica de uma portadora e a segunda harmônica da outra portadora e repetirmos o exercício, vemos que elas também geram novos sinais indesejados em 1MHz e 6MHz.

O primeiro par de novas portadoras é chamado de produtos de terceira ordem(IMD 3 ), como resultam de (2f1 - f2) e também (2f2 - f1) de cada sinal de entrada. O próximo par de sinais indesejados é chamado de quinta ordem (IMD 5 ) porque (3f - 2f) é o número cinco.

Geralmente, as amplitudes dos vários produtos IMD geradas caem à medida que o número de IMD aumenta. A amplitude do IMD3 será maior do que a amplitude do IMD5 e os números mais altos do IMD desaparecem abaixo do nível de ruído do equipamento de medição e não podem ser vistos. Eles ainda estão lá, mas estão em um nível que normalmente não é um problema.

O tradicional transmissor AM usando um estágio Classe C modulado com ânodo não linear é outro exemplo de um processo de mistura. Novamente, os dois novos sinais ocorrem em ambos os lados da portadora principal, separados pela freqüência do tom de áudio. Se a portadora estiver em 1MHz e a freqüência de áudio for 1kHz, as bandas laterais ocorrerão em 999kHz e 1001kHz. Se, no entanto, tentássemos produzir AM usando um amplificador muito linear, descobriríamos que a amplitude das bandas laterais é muito baixa. Isso ocorre porque há insuficiente não linearidade para realizar a mistura adequadamente.

Distorção de Clipping

Este tipo de distorção ocorre quando o nível do sinal de entrada é excessivo. O recorte é uma maneira útil de limitar a amplitude de pico de certos sinais, por exemplo, como um limitador de ruído, mas para amplificação linear deve ser evitado. No amplificador classe A, se a tensão da rede for muito alta no meio ciclo positivo, a grade pode ser positiva em relação ao cátodo. Isso causa vários efeitos diferentes.

No caso de recorte ou cobertura plana , a corrente anódica é direcionada para a saturação no pico positivo do sinal de entrada. Como a tensão de saída do amplificador é o inverso da corrente anódica, a forma de onda da tensão de saída mostra uma parte positiva superior quase ideal da onda sinusoidal, mas o meio ciclo negativo da forma de onda sinusoidal é grosseiramente distorcido.

A metade da entrada positiva alta do sinal de entrada também pode fazer com que a corrente da rede flua. Este efeito é conhecido na indústria de válvulas como uma condição de ânodo virtual . Se a grade é positiva em relação ao cátodo, ela age como um ânodo. Uma vez que a estrutura da grelha está normalmente muito próxima do cátodo, apenas alguns volts positivos têm um efeito semelhante à alta voltagem positiva no ânodo que, no entanto, está muito mais distante. Um pequeno espaçamento precisa de menos diferença de tensão para produzir uma grande mudança no fluxo de fluxo de elétrons, portanto, um pequeno potencial de catodo de grade tem tanto efeito quanto um grande potencial de ânodo-catodo com um espaçamento muito maior.

O espaçamento entre a grade e o catodo é geralmente muito pequeno, para garantir um controle rígido do fluxo de elétrons na carga espacial. A distância ânodo-cátodo é normalmente muito maior. Assim, uma pequena diferença de potencial entre o catodo de grade tem um efeito significativo, mesmo que a tensão anodo-catodo seja muito maior. Todos os elétrons que saem do cátodo, em última análise, precisam ir a algum outro eletrodo que tenha um potencial positivo. A maioria terminará no anodo, mas se a grade for ligeiramente positiva, ela interceptará alguns dos elétrons. Se a grade for muito positiva, ela interceptará um número significativo, esgotando o total disponível para o anodo.

A relação entre a grade-catodo e por extensão as distâncias de grade-ânodo com os potenciais dita quantos dos elétrons disponíveis serão compartilhados entre os dois eletrodos. Por exemplo, se a tensão do ânodo for 100V e a distância que os elétrons percorrem for 10mm, isso pode ser expresso como uma relação entre tensão e distância. (Para distâncias maiores, a força eletrostática de atração do anodo para os elétrons emitidos do cátodo é mais fraca). Neste exemplo, é um gradiente de 10V / mm. Conseqüentemente, se o espaçamento do catodo da grade for pequeno, digamos 1mm, ele só requer 10V positivos na grade para interceptar todos os elétrons disponíveis emitidos do cátodo. Quando a tensão da rede é menor que a razão crítica, menos são desviados, mas ainda é uma porcentagem significativa.

Esses elétrons normalmente serviriam para produzir um maior fluxo de corrente anódica. Isso significa que a resistência do ânodo da válvula não atinge o valor mais baixo possível, uma vez que elétrons insuficientes estão disponíveis. Ele satura a uma resistência fixa durante o período do ciclo que a grade é suficientemente positiva. Na realidade, é isso que faz com que o corte / cobertura plana.

Um efeito semelhante ocorre nas válvulas de grade de tela. Neste mecanismo, é o excessivo balanço descendente da tensão anódica que é responsável. Se a tensão do ânodo for acionada abaixo da tensão da grade da tela, a grade da tela assumirá o papel do ânodo. Isso é semelhante ao efeito anódico virtual que a grade de controle usa para desviar os elétrons do ânodo. É conhecido como um efeito de cátodo virtual ou simplesmente efeito de fundo . Os vários efeitos são mostrados na Fig 6.5, extraídos de uma ilustração de um livro de Terman.

Figura 6.5: Efeitos de recorte e fundo (reproduzido com permissão de 'Electronic & Radio Engineering', Quarta Edição de FE Terman, McGraw-Hill, 1955).

Se a tensão do ânodo oscila abaixo da tensão da grade da tela, a corrente da malha da tela aumenta de um valor baixo para se tornar muito maior. Quando a tensão do ânodo caiu alguns volts abaixo da tensão de rede da tela, uma reação em cadeia é iniciada. Em primeiro lugar, a corrente da grade da tela aumenta rapidamente, quase de uma maneira exponencial, e pode assumir níveis perigosamente altos. A grade de tela de um tetrodo e pentodo não é uma estrutura de alta dissipação, ao contrário do ânodo que pode dissipar energia considerável, e pode aquecer devido à corrente fluindo e atingir uma temperatura onde o metal começa a derreter. Caso isso ocorra, o vapor metálico liberado faz com que uma nuvem de ionização se forme próximo ao ânodo. Isto é como um retificador de arco de mercúrio e normalmente uma corrente de arco muito grande é configurada entre o anodo e a grade da tela. Se o arco é capaz de estabelecer,

Entretanto, mesmo se a corrente da grade da tela for impedida de atingir níveis perigosos por resistores limitadores de corrente, ou algum outro método, o efeito de fixação da tensão anódica ainda faz com que um fundo plano apareça na metade inferior da forma de onda da tensão de saída. Isso é idêntico ao aplainamento induzido pela grade de controle da parte inferior do ciclo de tensão de saída. Pode ser difícil dizer qual das duas redes é a culpada sem fazer alguns ajustes experimentais na tensão da grade da tela. Se, ao diminuir a tensão da grade da tela, a distorção for menor, a tensão da grade da tela seria muito alta. Muitas vezes, diminuindo a tensão da grade da tela, descobrimos que podemos acionar a válvula com um pouco mais de força e obter uma maior potência de saída. Isso vai contra a sabedoria comum, mas pode ser explicado por que isso acontece.

A potência de saída está diretamente relacionada à oscilação de corrente e tensão anódica disponível. Se por abaixamento da tensão de grade de blindagem por, digamos, 20%, pode-se alcançar uma taxa de 20% de ânodo oscilação de tensão, como de energia é uma função de V 2 / R, se a carga ânodo mantém-se substancialmente constante, o aumento do potencial de energia de saída é ~ 20%. Para atingir a corrente de pico de corrente anódica extra é um pequeno aumento na tensão de condução. Abaixando a tensão de rede da tela, o ganho cai um pouco, mas a maior potência de saída disponível é mais do que compensar essa pequena diminuição.

Grid Atual Induced Clipping

O outro efeito, que normalmente não é apreciado, é que a geração de corrente na rede provoca um abaixamento radical da impedância da rede. A estrutura do catodo de grade de uma válvula em baixas freqüências é essencialmente uma resistência muito alta. Em freqüências de áudio, é vários milhões de ohms e é desviado por uma pequena capacitância paralela. Isso geralmente é um pouco pico-farads e não tem efeito, desde que a freqüência seja baixa. No entanto, quando a grade é positiva em relação ao cátodo, a resistência muito alta cai significativamente. Isso ocorre porque um diodo fantasmaregião existe agora. À medida que a grade é impulsionada de forma mais positiva, a corrente da rede aumenta e, portanto, a resistência efetiva cai, de essencialmente um circuito aberto, para algum valor mais baixo. Se 3V de tensão de rede positiva fizer com que 5mA de corrente de rede flua, então a resistência efetiva da grade é agora de apenas 600 Ω .

Há uma terminologia especial para esse efeito: perventura . Válvulas que exigem muito pouca tensão de rede positiva para induzir um fluxo de corrente de grade grande são ditas como tendo uma alta pervessância, enquanto aquelas que têm fluxo de corrente de grade baixo para a mesma condição têm um baixo nível de ocupação.

Algumas válvulas tipo tetrode, como a Eimac 4CX150, 250 e a 350, são particularmente suscetíveis a esse tipo de distorção. Na verdade, o Eimac 4CX350 não tolera nenhum fluxo de corrente de rede antes que ocorra distorção. A razão pela qual uma válvula tem um valor de alta perviedade é porque o espaçamento entre o catodo e a grade de controle é muito pequeno. Na série 4CX150 / 250/350, o espaço entre o cátodo e a grade é de apenas 0,5 mm. Isso permite um controle rigoroso da corrente anódica, um alto valor de g m , mas um maior pervencimento.

Se a fonte de acionamento ou o circuito de grade tiver alta impedância, o abaixamento da resistência da grade reduzirá a oscilação da tensão da rede para menos do que seria se a fonte do inversor ou o circuito de grade tivesse impedância zero. Por esse motivo, a fonte de acionamento deve ser capaz de fornecer corrente suficiente com queda de tensão insignificante. Isso é ilustrado no primeiro exemplo de Terman para a válvula triodo (mostrado na Fig. 6.5 ) e outro diagrama de seu livro, Fig. 6.6 , esclarece o assunto.

Fig 6.6: Efeito da resistência da grade na forma de onda do drive (reproduzido com permissão de 'Electronic & Radio Engineering', Quarta Edição de FE Terman, McGraw-Hill, 1955).

A partir desse diagrama, podemos ver que, quando uma corrente substancial da rede precisa fluir, o uso de resistores de alto valor para alimentar a polarização da grade para a válvula causa distorção da forma de onda. Nos amplificadores de RF de Classe C, esta tensão de rede negativa extra obtida serve para auto-polarizar a rede usando apenas o sinal do drive. A capacitância da grade serve como um capacitor de suavização para manter a carga.

No entanto, em um amplificador de RF linear, isso faz com que a tensão da rede se torne mais negativa do que a polarização fixa aplicada, conhecida como desvio DC da grade . Embora a válvula seja polarizada corretamente com uma tensão fixa (ajustada na ausência do inversor para obter a corrente de ânodo quiescente necessária), quando o inversor é aplicado, a tensão da rede se move mais negativamente quando a corrente da rede flui. No amplificador linear de classe AB 2RF, alguma corrente de rede fluirá. Esta polarização da grade mais negativa faz com que o modo de operação se mova em direção à Classe C se a fonte de polarização da grade tiver uma alta resistência em série com a tensão de polarização. Portanto, é imperativo usar uma fonte de polarização de baixa impedância e minimizar o valor de qualquer resistor que a alimente ao circuito da rede. Muitas vezes, um RFC é uma opção melhor que um resistor.

Efeito de resistência de série de motorista

Da mesma forma, se a fonte de acionamento tiver uma alta impedância de saída, a carga aumentada à medida que a voltagem da grade se torna positiva causa um abaixamento da tensão do inversor devido à resistência em série na rede de saída do estágio de acionamento.

Se a queda súbita na resistência da grade causar a queda da tensão de entrada, isso ocorrerá. A válvula não está em falta: é o estágio de condução que precisa melhorar para corrigir o efeito.

O cenário é o mesmo que um amplificador de áudio que aciona alto-falantes de baixa impedância. Embora o alto-falante possa ser de 4 Ω , a impedância de saída de um amplificador típico é uma fração de um ohm. Assim, ele pode desenvolver uma alta corrente na carga com queda próxima de zero na tensão.

Este efeito normalmente não é um problema com os amplificadores do tipo Classe A de sinal pequeno, porque o sinal de entrada normalmente não é grande o suficiente para se aproximar do ponto atual da rede. No entanto, em qualquer tipo de amplificador que utilize um tipo de método Classe B, que inclua os tipos Classe AB 2 , a fonte de acionamento deve ser capaz de fornecer energia de acionamento adequada para forçar a grade a seguir fielmente a forma de onda.

Um método simples é usar um driver de baixa impedância, que é capaz de fornecer um excesso de potência de acionamento, e carregar a grade com um resistor de amortecimento adequado para terminar o estágio do acionador. Isto é especialmente verdadeiro para amplificadores de Classe B onde a corrente de grade apreciável deve fluir.

Se o gerador de sinais RF for examinado, ocorre uma situação semelhante. Neste cenário, a tensão de circuito aberto é duas vezes a tensão carregada, a situação de PD e EMF. Quando a carga é conectada, metade da energia disponível é dissipada na carga e metade dentro do gerador.

Distorção induzida pelo motorista

Se um amplificador tiver uma grande variação na impedância de entrada quando o inversor for variado, é possível que esse grande balanço de impedância tenha um efeito no estágio de acionamento. Isso é mais freqüentemente observado em amplificadores lineares de RF que utilizam triodos de grade aterrados. O terminal de entrada do tríodo de grade aterrado é o cátodo, enquanto a grade de controle é aterrada em RF, diretamente ou através de um capacitor de bloqueio DC. Os tipos de válvulas que são comumente empregados para este tipo de amplificador são geralmente conhecidos como tipos de polarização zero Classe B. Exemplos dessas válvulas são as séries 811, 572B e 3-500Z.

Todos esses triodos de grade aterrados exibem altos valores de corrente de grade quando totalmente acionados. Normalmente, a corrente da rede atingirá o pico em cerca de 30 a 40% da corrente anódica. Isto significa que para um triodo indicando uma corrente de ânodo de 300mA quando totalmente acionado, ele tem uma corrente de grade de pelo menos 100mA. Se a impedância do cátodo é medida sob condições sem drive, o valor que medimos é várias centenas de ohms ou mais. No entanto, assim que a corrente da rede começa a fluir, a impedância de entrada do cátodo cai para um valor baixo e à medida que o inversor é aumentado para o máximo, ele fica progressivamente mais baixo.

Isso significa que o estágio de acionamento é apresentado com uma impedância de carga amplamente variável. Se o estágio do acionador for do tipo válvula, isso geralmente não é um problema sério, pois a rede do tanque pi pode ser ajustada para fornecer uma quantidade adequada de energia. No entanto, o moderno transceptor HF não usa mais válvulas, ao invés disso, usa amplificadores de transistor de banda larga. Estes não têm ajustes do operador para coincidir com o transmissor para a carga e dependem fortemente da carga ser uma relativamente constante 50 Ω carga com baixo VSWR.

Embora muitos tipos possuam um ATU incluído que pode ser comparado com uma ampla faixa de impedância de antena, este não é o caso de um amplificador de rede aterrado. Em uma condição de incompatibilidade de antena, ela não muda com o nível de potência, portanto, o ATU pode fornecer uma correspondência de VSWR baixa ao transmissor em qualquer nível de potência de saída. No caso do amplificador linear de malha aterrada, a impedância muda com o nível de potência, geralmente por um fator de 5: 1 ou mais, dependendo do nível do inversor. Embora seja possível encontrar uma boa correspondência na potência total da unidade usando o ATU, quando o nível da unidade é reduzido, o VSWR aumenta.

Os tipos de amplificadores de banda larga push-pull de alta frequência usando dispositivos de estado sólido com transformadores de ferrite enrolados são particularmente sensíveis à incompatibilidade reativa. Quando operado em um 50 Ω carga fictícia ou uma antena bem combinado eles se comportam corretamente. Mas, em uma carga severamente incompatível, eles podem exibir produtos de alto IMD. Estes são apresentados à entrada do amplificador linear externo e são simplesmente amplificados. Muitas vezes, o culpado é reivindicado ser o amplificador linear. Quando o amplificador é desligado do circuito e o transmissor agora está acionando a antena bem adaptada, os produtos IMD caem para níveis baixos. Mas, na realidade, não é o amplificador linear em falta, mas o transmissor condutor.

Isto pode ser provado simplesmente conectando um acoplador direcional entre o transmissor e o amplificador linear e alimentando o sinal amostrado em um analisador de espectro. Quando a linear é ligada no circuito, o transmissor gera produtos IMD altos porque não gosta de trabalhar com uma impedância de carga tão grande.

O escritor passou muitas horas investigando esse tipo de problema. Alguns dos amplificadores lineares HF comerciais que usam triodos de rede aterrados não são bons, mesmo quando movidos por uma fonte imune à geração auto-imitativa. Em muitos casos, as redes de entrada de correspondência para o cátodo estão longe de serem ótimas para a correspondência de fonte invariável. Os piores tipos não têm nenhuma rede de correspondência, eles simplesmente acoplam os cátodos com um capacitor de bloqueio DC. Outros, que pelo menos tentam utilizar uma rede compatível, projetam para um Q carregado que é muito baixo para ser efetivo.

Dos vários tipos de válvula em uso comum, a série 811 é a pior. Esta válvula entrou originalmente em produção por volta de 1935. O último 811A teve alguns ajustes no projeto para permitir o uso de até 30MHz em amplificadores de RF de Classe C, nãoamplificadores lineares - nota! Estas são pequenas válvulas de dissipação de baixa potência e são facilmente controladas por um operador não especializado. O 811 nunca foi projetado como um amplificador de RF linear, foi originalmente planejado para o serviço de amplificador de áudio Classe B, onde era necessária alta potência. A ACR arbitrariamente selecionou um valor de distorção harmônica de 8% para categorizar a válvula. A distorção de 8% pode ser aceitável para o serviço de amplificador de endereço público, mas está longe de ser ideal para a amplificação de SSB. Assumindo que, quando usado como um amplificador linear RF, ele ainda alcança 8% de distorção, o que equivale a um IMD de terceira ordem de cerca de 
–22dBc. Para obter uma medição mais aceitável de –30dBc, a saída de energia não pode ser mais do que cerca de 50% da classificação total.

Distorção da fonte da grade da tela

Como já foi mencionado, o tipo de válvula da grade de tela tem uma grade extra que se comporta de maneira similar à da grade de controle. Variando a tensão positiva da grade de tela, a corrente anódica também pode ser variada. Em transmissores modulados de anodo e grade de tela AM, a inclusão da grade de tela permite que uma profundidade de modulação mais completa seja alcançada. Portanto, qualquer variação da tensão da grade da tela causa modulação extra. No serviço de amplificador linear SSB, isso significa que, para garantir a curva de transferência mais linear, a tensão de rede da tela deve ser estabilizada para uma figura muito precisa. Se a tensão da grade da tela mudar sob o acionamento, mecanismos adicionais não-lineares ocorrerão.

Alguns dos transceptores clássicos de HF dos dias anteriores usavam uma abordagem híbrida. Estes eram em grande parte de estado sólido para o receptor e transmissor até o estágio do motorista. Posteriormente, os estágios de amplificação de potência utilizaram válvulas. Freqüentemente, era um driver 12BY7 e um par de 6JS6C ou um par de 6146 válvulas para obter uma saída de cerca de 100W PEP. Infelizmente, muitos desses transceptores de alta frequência omitiram qualquer tipo de estabilizador para o suprimento de grade de tela das válvulas PA. Consequentemente, a tensão da tela oscilou em todo o lugar quando o transmissor foi acionado. Não só isso, mas as válvulas foram deixadas em uma pequena quantidade de corrente antes que o circuito do ALC recuasse do drive.

O fornecimento de polarização da rede também era do tipo não estabilizado, geralmente uma rede divisora ​​de potencial bruto usando resistores de alto valor. Isso agravou o deslocamento da tensão da rede sob os picos do sinal do drive. Como a tensão da rede também varia, o anodo, a grade de tela e a grade de controle são fornecidos. Se a corrente extraída da rede elétrica estiver alta nos picos de fala, ela também sofrerá uma pequena alteração e isso será refletido nas tensões da grade do anodo, grade de tela e controle. Uma variação da tensão do ânodo de aproximadamente 10% no máximo normalmente não é uma preocupação, mas as outras voltagens que oscilam certamente são uma preocupação.

Estudo de caso

O escritor modificou um transceptor Kenwood TS-820 para ver qual melhoria poderia ser obtida ajustando-se primeiramente a um estabilizador de derivação de grade de tela e, mais tarde, a um estabilizador de polarização de grade. Isso foi solicitado depois que consideráveis ​​experimentos foram feitos nos amplificadores VCF 4CX250 e QQV06-40, onde melhorias significativas tanto para o IMD quanto para a saída de energia foram alcançadas.

A grade de tela do 6146 foi baixada do design Kenwood original de cerca de + 300V para um valor mais adequado de + 175V. (A RCA recomenda que a tensão da tela 6146 não exceda + 200V para melhor linearidade. Parece que os projetistas não estavam cientes desse fator ou optaram por ignorá-lo.) O ajuste apenas do estabilizador de malha de tela reduziu o produto de terceira ordem do IMD 10dB na saída total. Embora os números do Kenwood TS-820 e TS-830 fossem muito bons antes da modificação, eles eram excepcionalmente bons. O pior caso foi de –37dBc IMD 3com uma potência de saída de 120W PEP. A redução da tensão de rede da tela permitiu cerca de um PEP extra de 15W simplesmente ajustando os valores do circuito ALC para permitir que um pouco mais de corrente de rede fluísse. O balanço de tensão do ânodo foi melhorado diminuindo a tensão da tela, antes de diminuir a tensão, um efeito de cátodo virtual era muito perceptível.

O viés de grade foi abordado em seguida e um estabilizador de shunt projetado e montado. Depois que isso foi ajustado, não houve deslocamento mensurável na tensão da rede de CC quando acionado. Antes da modificação, o deslocamento de CC medido no pico de acionamento era de quase 20V, movendo a condição de operação quase para a Classe C. Isso eliminou o efeito de ânodo virtual e a tensão de RF da grade ficou visivelmente mais parecida com uma verdadeira forma de onda sinusoidal. Antes, a cobertura plana era muito aparente. Isso permitiu que mais corrente de rede fluísse nos picos e, como conseqüência, uma potência de saída extra.

A válvula de acionamento 12BY7 também foi alimentada a partir do estabilizador de derivação de tela 6146 e isso melhorou ainda mais. O motorista estava contribuindo com alguns dos produtos do IMD que estavam visíveis. O resultado geral foi de 100W PEP, o valor do IMD3 caiu abaixo de –40dBc. Os produtos IMD 5quase desapareceram no nível de ruído do analisador de espectro em torno de –55dBc.

amplificadores valvulados e de estado sólido COMpared

Com a tendência de utilizar amplificadores de estado sólido, a quantidade de IMD gerada precisa ser considerada. Embora a abordagem de estado sólido elimine a necessidade de altas tensões desagradáveis ​​e a necessidade do operador saber como ajustar o amplificador, o amplificador da válvula ainda é superior. Como já mencionado, os amplificadores de estado sólido não toleram muito o excesso de condução e, ao fazê-lo, geram produtos IMD em excesso. Abaixo do ponto de compressão de 1dB, os dois tipos são bem parecidos e têm desempenho comparável no IMD para os produtos IMD de menor ordem. Mas os produtos IMD das ordens superiores - 7º, 9º, 11º, etc. - não caem rapidamente como o IMD amplificador valvulado.

Embora os IMDs próximos dos dois tipos sejam praticamente os mesmos, pela 7ª ordem, o IMD do transmissor de válvula está desaparecendo no ruído do analisador de espectro e nada mais baixo do que isso não pode ser medido. O transmissor de estado sólido do IMD diminui de forma mais gradual e os produtos até a 15ª ordem são visíveis acima do nível de ruído do analisador de espectro. Uma ilustração das diferenças pode ser vista na Fig. 6.7 , que é para dois amplificadores de potência de saída similares acionados com o mesmo sinal de teste de dois tons limpo.

Se o espaçamento de dois tons for ~ 1kHz, o respingo gerado pelo transmissor de estado sólido será distribuído por ~ 7kHz de cada lado da frequência central; isto é, ocupa pelo menos 14kHz de espectro. Por comparação, o transmissor de válvula ocupa apenas 3kHz de cada lado do sinal principal e cai rapidamente.

No entanto, alguns amplificadores lineares que utilizam triodos de rede aterrados são semelhantes ao tipo de estado sólido, devido à alta corrente da rede que flui nos triodos. Por comparação, um amplificador de tetrodo de cátodo aterrado sem qualquer corrente de rede é melhor do que 20dB. Isso ocorre porque o tetrodo inerentemente tem uma característica de transferência melhor e é mais linear. Se alguma corrente da rede fluir, desde que não seja excessiva, o desempenho do IMD não é degradado significativamente. Na verdade, com uma pequena quantidade de corrente permitida no pico do ciclo de condução, os IMDs podem diminuir um pouco. Mas se a unidade for aumentada além desse ponto, ela começará a aumentar drasticamente. Portanto, é imperativo que qualquer amplificador linear externo esteja dentro da faixa operacional linear. Uma maneira simples de garantir isso é usar o controle de nível automático (ALC).

Fig. 6.7: Comparação de produtos IMD.

Controle de Nível Automático

ALC é um loop de feedback entre o amplificador externo e o transmissor de condução. Essencialmente, funciona da mesma forma que o controle de ganho automático (AGC) do receptor. Em um receptor, os estágios de ganho de RF e IF são controlados variando-se o ganho de modo que um sinal de amplitude constante seja apresentado aos estágios do detector. Isso significa que um sinal que está desaparecendo (isto é, variando em amplitude) é mantido em um valor estável e o resultado líquido é que a recepção é melhorada.

Em um loop ALC, o transmissor possui estágios ajustáveis ​​de ganho semelhantes nas seções de baixa potência. Sem um amplificador externo, a saída do estágio de saída do transmissor é detectada em nível e os estágios de ganho são ajustados para evitar que o inversor exceda um determinado nível. Isso garante que o sinal de saída tenha produtos IMD baixos. O problema é que a maioria dos amplificadores externos precisa de menos unidades do que o transmissor é capaz de gerar, de modo que eles podem ser facilmente controlados e isso gera produtos com alto grau de IMD.

Em um loop ALC externo ajustado corretamente, uma pequena amostra da saída do amplificador é detectada e gera uma tensão DC proporcional à potência de saída. Por razões históricas, a tensão de saída CC é uma tensão negativa: nos primeiros dias todos os transmissores usavam válvulas e para reduzir o ganho em um amplificador de válvulas, a tensão de rede dos estágios de baixa potência foi alterada para uma tensão mais negativa. Portanto, a tensão de saída do amplificador linear externo ALC é uma tensão negativa entre 0V e cerca de –9V. Isso é suficiente para distorcer completamente os estágios de ganho, de modo que a voltagem média de ALC é geralmente um pouco menor do que isso, talvez entre –4V e 
–6V.

Quando este sinal de feedback é conectado ao transmissor de condução, a potência de saída do amplificador controla o nível de acionamento possível. Se o ALC estiver ajustado corretamente, é impossível sobrepor o amplificador externo.

Para ajustar o ALC, primeiramente é aplicada uma pequena quantidade de drive e o amplificador é carregado até a saída nominal total. Em seguida, o cabo ALC é conectado e o inversor é novamente aplicado enquanto monitora a potência de saída. A unidade está configurada para produzir a potência de saída desejada. O ajuste do amplificador ALC é então usado para fazer com que a potência de saída comece a reduzir a potência de saída. Depois disso, o inversor pode ser aumentado para o máximo e qualquer que seja o nível em que o ALC tenha sido ajustado para manter o amplificador nesta potência máxima de saída.

Como a maioria dos amplificadores tem uma inclinação entrada-saída que tende a se curvar perto do topo da faixa de potência, é prudente ajustar o ALC para um nível cerca de 20% mais baixo que a potência nominal real. Isso garante que o amplificador não pode exceder essa potência e está abaixo do ponto de compressão de 1 dB. 1dB é 20% em números redondos. Por exemplo, se o amplificador for classificado pelo fabricante em PEP 600W, ele não deve ser conduzido com PEP maior que 480W para garantir um bom desempenho do IMD.

Se o amplificador foi testado e o desempenho do IMD é conhecido com precisão em diferentes níveis de potência, o ponto de potência superior exato pode ser determinado com mais precisão.

7: Medindo a Linearidade do Amplificador

T aqui estão vários métodos diferentes de uso comum para avaliar a linearidade da RF 
amplificadores. Embora os radioamadores raramente considerem algo diferente do teste de dois tons, existem outros meios para avaliar a linearidade. O que precisa ser mantido em mente é o que estamos tentando alcançar. Na maioria dos casos, a ênfase está em prevenir, ou pelo menos minimizar, o nível de produtos de intermodulação de ordem ímpar (IMD). Se for permitido ficar fora de controle, isso faz com que o sinal transmitido se espalhe por uma ampla porção da banda, comumente conhecido como 'splatter', e fazendo com que as estações que ouvem em uma frequência adjacente ouçam esses produtos indesejados.

Nos dias passados, antes que a banda lateral única se tornasse popular, os transmissores geralmente eram modulados em amplitude, tipos portadores completos. Estes transmitiram uma transportadora, bem como as duas bandas laterais e, como tal, eles estavam desperdiçando o poder que estava sendo usado. Ao eliminar a portadora e uma banda lateral, foi feito um uso muito melhor da energia disponível, já que toda a energia estava contida em uma única banda lateral.

Se olharmos para trás como as coisas eram nos dias anteriores ao SSB, o teste de um transmissor ou amplificador era muito mais simples e tomava muito pouco em termos de equipamento de teste. Mesmo que os amplificadores usados ​​para o estágio final não tenham sido classificados como amplificadores lineares, eles foram muito bons em produzir um sinal limpo com muito pouca distorção. Isso ocorreu porque a modulação foi aplicada diretamente no estágio final do amplificador.

Modulação anódica

O transmissor AM mais simples usaria uma válvula triodo no estágio de saída. Isso é mostrado na Fig 7.1 .

Fig 7.1: Estágio de saída do transmissor modulado em amplitude.

Neste método, o anodo de alta tensão é alimentado para o secundário de um transformador de áudio para o qual o enrolamento primário tem um amplificador de potência de áudio conectado. O sinal de modulação, portanto, faz com que a tensão do ânodo varie. Sem modulação aplicada, a portadora não é modulada e a potência de saída é constante. Quando um sinal de áudio senoidal é alimentado na entrada do microfone, o amplificador de áudio gera uma tensão adicional que aumenta e diminui a tensão do ânodo aplicada. No meio ciclo positivo do sinal de áudio, a tensão do ânodo aumenta para um máximo e, no outro meio ciclo, diminui para um mínimo. A profundidade da modulação é medida quanto à sua relação com a alta voltagem normal alimentada ao ânodo. Se a tensão do anodo sem modulação for 750V DC, quando o sinal de áudio aumenta a tensão do ânodo para a modulação total, a tensão do ânodo sobe para o dobro do nível normal. Por isso, atinge o pico do meio ciclo para 1500V. Da mesma forma, no outro meio ciclo desce para zero volts. Na prática, é muito difícil fazer uma válvula que possa balançar até zero volts, então a modulação máxima possível nunca pode atingir exatamente 100%, mas 90% é geralmente possível.

Se o sinal de saída RF for visto em um osciloscópio, o portador será parecido com o gráfico mostrado na Fig . 7.2 .

Fig 7.2: Um portador RF 100% modulado.

Você notará que o transportador sobe para um pico, mas também cai para a amplitude zero antes de subir para o próximo pico. Uma estimativa da porcentagem de modulação é que, se o envelope da portadora não cair para zero, a modulação é menor que 100%. Para a condição em que a tensão do ânodo sobe para o dobro da condição estática, certas coisas são geralmente assumidas.

Em primeiro lugar, presume-se que, se a tensão do ânodo for duplicada, a corrente do ânodo também deve dobrar. A entrada de energia é uma função do produto da tensão anódica multiplicada pela corrente anódica, assumindo que o estágio é operado de maneira linear. Para o caso em que a tensão anódica e a corrente anódica aumentam por um fator de dois, a potência de entrada instantânea sobe para um valor quatro vezes maior do que a condição não modulada.

A segunda suposição feita é que o ganho e a eficiência do amplificador permanecem constantes para níveis variáveis ​​de potência de entrada. Isto é, afinal, o que define um amplificador linear: a potência de saída versus a potência de entrada é uma linha reta inclinada em algum ângulo no gráfico. Portanto, se a potência de entrada aumenta por um fator de quatro vezes, a potência de saída também deve aumentar na mesma quantidade. Assumindo que a potência de entrada CC sob uma portadora não modulada é de 150W e a eficiência da platina é de 66,6%, a potência da portadora é de 100W. Com picos de modulação de 100%, a potência de saída deve ser de 400 W PEP. É aqui que derivam as condições da licença amadora no Reino Unido.

Antes dos dias da banda lateral única, os transmissores eram modulados em amplitude e a potência de entrada CC era limitada a 150 W CC no estágio final do amplificador. Supunha-se que a eficiência geral do estágio de saída da Classe C seria uma média de 66,6%, o que era uma suposição razoável. No entanto, com um estágio de Classe C muito bom, uma eficiência de 75% foi possível em baixas freqüências. A eficiência tende a cair à medida que a frequência aumenta, mas os 66,6% cobriram 99% das estações de amador. Quando o SSB se tornou popular, os reguladores simplesmente aplicaram os limites de AM para um transmissor de 100W, então a licença do SSB é a mesma em PE de 400W, que hoje é dada como + 26dBW, ou seja, 26dB acima da saída de 1W.

Linearidade de um amplificador de classe C

Um estágio de Classe C modulado em amplitude é de fato notavelmente linear quando ajustado corretamente. A visualização do envelope de RF em um osciloscópio mostra praticamente nenhuma distorção abaixo de cerca de 90% da profundidade de modulação. Para medir com precisão o equipamento de teste especializado de distorção é necessário além de um osciloscópio.

O teste padrão da indústria para a distorção de AM não é feito com 100% de modulação, mas com 60% ou 80%, já que a maioria dos amplificadores terá alguma não-linearidade com uma porcentagem de modulação muito alta. Em transmissores comerciais, a profundidade de modulação é limitada pelo AGC de áudio ou por algum outro método, de modo que o transmissor não pode ser super-modulado.

O método de teste é inserir no conector do microfone um som de áudio senoidal puro, ajustando o nível de entrada para atingir 60% de modulação e medir a distorção gerada na portadora modulada. O tom de teste padrão é 1kHz, mas 400Hz e, às vezes, 3kHz também são aplicados para verificar se a distorção está relacionada à frequência.

O sinal de RF é alimentado através de um atenuador adequado para um medidor de modulação . Este é um detector de RF linear para desmodular o sinal. O medidor de modulação pode determinar a porcentagem exata de modulação. O áudio recuperado é então enviado a um analisador de distorção de áudio , como o Hewlett Packard HP-331A, que pode medir a distorção harmônica presente. Usando um instrumento como este pode medir a distorção harmônica total para níveis muito baixos. É comum descobrir que níveis de distorção tão baixos quanto 0,1% podem ser alcançados com um transmissor AM ajustado adequadamente. Isso ocorre apesar do fato de que um amplificador Classe C é muito não-linear para sinais SSB.

Entende-se que se o sinal de entrada de áudio contiver produtos harmônicos, o sinal de saída sempre mostrará alguns produtos de distorção. O sinal de áudio deve ser o mais perfeito possível e geralmente melhor que ~ 0,1% THD é necessário para fazer uma medição válida do desempenho do amplificador. O HP-331A pode medir uma distorção tão baixa quanto 0,01%.

A diferença entre os transmissores AM e SSB

A razão pela qual um amplificador Classe C pode amplificar um sinal AM de maneira linear, enquanto o mesmo amplificador, quando é usado o SSB, gera um alto nível de distorção que pode ser simplesmente explicado.

No amplificador AM, o sinal do drive RF na válvula é um sinal de nível constante; a modulação é aplicada ao ânodo. Portanto, o sinal do drive está fornecendo a tensão de RF necessária para manter a válvula na região de condução linear. Por outro lado, o mesmo amplificador quando alimentado com um sinal SSB não se comporta da mesma maneira. Aqui a entrada da portadora é muito baixa para algumas partes do ciclo de entrada e em outras vezes é suficiente para polarizar a válvula corretamente. Este efeito também é perceptível com amplificadores de estado sólido enviesados ​​para a Classe C. Se o sinal do drive estiver acima de um certo nível, o amplificador opera em um modo quase linear. Quando o sinal de entrada cai abaixo de um certo nível, o transistor se torna não-linear, já que há uma unidade insuficiente para ligá-lo.

Algumas das técnicas para melhorar a linearidade em um amplificador de válvula também podem ser aplicadas a amplificadores de estado sólido, e era comum nos dias de transmissores de AM usando transistores. À medida que a profundidade da modulação aumenta, a corrente anódica nem sempre segue a curva desejada da característica da válvula. Isso ocorre porque, em uma alta profundidade de modulação, o nível da unidade é insuficiente.

Para contornar este problema, foi adotado o uso de válvulas de grade de tela, como pentodos e tetrodos. Nestes, não apenas a tensão do ânodo é modulada, mas também a grade da tela é fornecida com uma porção menor da alta tensão modulada. Esse aumento da tensão da grade da tela aumenta o ganho da válvula e compensa a falta de acionamento. Geralmente, isso era obtido da alimentação modulada do ânodo por meio de um resistor de queda, de tal forma que a tensão da grade do anodo e da tela aumentava e diminuía em simpatia com a relação correta de tensão. Geralmente é o caso que quando o valor correto do resistor foi selecionado para a condição não modulada, ele também se ajusta bem à condição totalmente modulada. Às vezes, a modulação da grade da tela é obtida a partir de um toque no secundário do transformador de modulação para se adequar melhor à válvula que está sendo usada.

Outra correção é modular parcialmente para cima o estágio do acionador de modo que, na oscilação ascendente da corrente do ânodo, a tensão do ânodo do acionador também seja acionada para cima. Isso aumenta o nível do drive RF durante os picos e reduz consideravelmente a distorção. Esse método quase sempre foi usado com transmissores AM de estado sólido para garantir a movimentação adequada nos picos de fala. É simples arranjar com um díodo para passar a voltagem ascendente requerida e bloquear a voltagem descendente. O diodo alimentou o impulso extra de meia onda senoidal DC para o ânodo condutor em paralelo com o fornecimento normal de ânodo.

Potência de suporte vs potência de pico de modulação de 100%

Isso já foi discutido, mas é útil lembrar ao leitor que, se um amplificador linear é usado para amplificar uma transmissão AM, a configuração correta é fundamental para garantir baixa distorção.

Em condições não moduladas, a potência de saída não deve ser superior a 25% da potência máxima do amplificador. Assumindo que o amplificador seja classificado em 100W PEP, a potência da portadora não deve ser superior a 25W. Se o amplificador não for perfeitamente linear - e muito poucos amplificadores lineares são de fato verdadeiramente lineares - um ajuste mais seguro não seria mais de 15 a 20W de portadora não modulada. Isto significa que o PEP máximo possível é de apenas 60 a 80W e dependerá da linearidade da potência superior do amplificador.

Uma indicação de um amplificador típico é mostrada na Fig . 7.3 . O amplificador é oficialmente classificado como um tipo PEP de 100W, mas as alegações são um pouco fora do caso real. Para avaliar a linearidade de um amplificador, é necessário traçar a curva de entrada de saída. Em um amplificador perfeito, o ganho seria constante, independentemente da potência de saída. Haverá algum limite superior finito onde a linha reta ideal se desvia.

Fig 7.3: Curva de entrada vs saída para um amplificador típico.

Embora se afirme que este seja um amplificador PEP de 100W, não é. O amplificador, de fato, oferece um pouco mais de 100W, é plotado em cerca de 105W de saída. Mas a porção linear real pára em cerca de 80W de saída. Se o amplificador seguisse o caso ideal, cerca de 130W de saída estaria disponível. Em baixos níveis de acionamento, o ganho é de 10dB, mas quando a saída excede cerca de 80W, ele começa a cair. Na entrada de 9W, ele fornece apenas 85W e não 90W. Em níveis de acionamento mais altos, torna-se cada vez mais não-linear. Na entrada de 13W, ele quase não raspa mais de 100W. Seria arriscado afirmar que isso é mais do que um amplificador PEP de 70W, já que a linearidade se desvia de uma condição ideal. Para FM ou CW isso não importa, mas para AM e SSB isso definitivamente afeta a pureza do sinal transmitido. Se a unidade de entrada for aumentada, mais a potência de saída acabaráa linha plana e a adição de qualquer outra unidade não aumentará mais. O amplificador estaria totalmente saturado. Para garantir produtos com baixo IMD, é necessário operar o amplificador bem abaixo do ponto de compressão de 1 dB.

A geração de produtos IMD

Os produtos de distorção de intermodulação são o resultado de um processo de mistura que ocorre em um amplificador não linear. Se um amplificador ideal fosse examinado, o sinal de saída seria uma réplica exata do sinal de entrada, apenas maior. Em um amplificador típico, ocorre alguma não linearidade. Isso dá origem à produção de sinais de saída extra além do desejado. O tipo predominante de sinais extras são os harmônicos da entrada e estes podem ser consideráveis ​​em um amplificador Classe C. Se o amplificador for usado apenas para CW ou FM, isso não é uma preocupação real, pois a potência harmônica pode ser reduzida colocando-se um filtro passa-baixo adequado após o amplificador para limpar a saída.

No caso de um amplificador de classe C modulado em amplitude, é a mistura da portadora de RF com o sinal de modulação de áudio que produz as duas bandas laterais de cada lado do portador. Este é um caso em que precisamos de um estágio não-linear para produzir o sinal de saída AM.

Se o amplificador fosse ideal, sem nenhuma linearidade, seria impossível gerar um sinal AM, já que nenhuma mistura pode ocorrer. Tentar gerar um sinal AM usando um amplificador linear tem resultados ruins, pois não há linearidade suficiente para realizar o processo de mixagem.

No caso em que o sinal de entrada não é uma frequência de portadora única, mas sim duas portadoras, os produtos de mistura têm dois sinais gerados extra possíveis. No transmissor AM, sabemos que se o sinal de áudio for 1kHz, as duas bandas laterais ocorrerão entre –1kHz e + 1kHz de cada lado da portadora. Na ordem ímpares IMDs, o segundo harmônico de um dos portadores se mistura com a frequência fundamental do outro portador de entrada para gerar o produto extra. Estes dobram de volta para ocupar um lugar adjacente aos portadores, acima e abaixo, definido pela diferença de freqüência dos dois sinais de entrada. Este primeiro produto IMD é conhecido como o produto de terceira ordem, porque é o resultado da mistura do segundo harmônico (um sinal de segunda ordem) mais o primeiro harmônico - conhecido como a freqüência fundamental, portanto 2 + 1 = 3. Para o caso do produto de quinta ordem, é o resultado do terceiro harmônico e do segundo harmônico dos dois portadores, que também se dobram para trás, para sentar-se acima e abaixo do produto de terceira ordem. Se o amplificador é muito não-linear, esses produtos IMD se estendem ao infinito, diminuindo gradualmente em amplitude. Os maiores produtos são normalmente a terceira ordem, então a quinta ordem é menor e assim por diante até a série IMD.

Em um transmissor AM típico, esses produtos extras também são visíveis como faixas laterais extras acima e abaixo das normais, mas geralmente são tão baixos que não são um problema na prática. Estes são devidos a produtos de distorção (harmônicos) contidos no sinal de entrada de áudio, geralmente gerados no estágio de saída do amplificador de potência AF, e são exatamente o mesmo mecanismo da geração SSB IMD. Assim, com um sinal de áudio de 1kHz, o segundo harmônico do áudio ocorre a 2kHz e dá origem às bandas laterais extras observadas. Se o sinal de áudio for puro, estes não podem ser gerados.

Gerando um sinal de teste

Nos laboratórios de projeto de RF, o método clássico de gerar um sinal de teste é utilizar dois geradores de sinal de RF de altíssima qualidade e combinar os dois sinais em um combinador de potência de 0º. As amplitudes são ajustadas de modo que cada uma é idêntica e as freqüências são ajustadas para produzir uma pequena diferença na frequência, digamos 2kHz. Este sinal é então aplicado ao amplificador sob teste e a saída visualizada em um analisador de espectro. Qualquer não-linearidade será evidente pelos produtos do IMD vistos. Em um amplificador perfeitamente linear, apenas as duas portadoras discretas devem estar visíveis. Em um amplificador prático, alguma distorção será gerada na forma de produtos de distorção de intermodulação.

Nos casos em que a potência de entrada para o amplificador é um sinal grande, a saída dos geradores de sinal combinados precisa ser amplificada. Geradores de sinal de RF geralmente só podem desenvolver cerca de 100mW de saída de portadora não modulada. Estes quando combinados produzem um sinal composto de 400mW PEP, assumindo que não há perda no combinador. A linearidade do amplificador após os geradores de sinal tem que ser bastante excepcional se o sinal de teste tiver produtos IMD muito baixos. Isso geralmente significa amplificadores caros com filtragem extra e a obtenção de um sinal suficientemente limpo não é uma tarefa trivial, especialmente se o nível de acionamento necessário for alto.

Para amadores, este não é um sistema viável; portanto, uma alternativa é gerar o sinal de teste nas freqüências de áudio e alimentar esse sinal composto de dois tonsno conector do microfone do transmissor. Os tons de áudio selecionados não devem estar relacionados harmonicamente, portanto, um tom de 1kHz e 2kHz não pode ser usado. Geralmente, os tons de áudio devem ser capazes de passar pelo filtro SSB, portanto, devem estar abaixo de 2,5kHz. Uma boa escolha seria 1kHz e 1.8kHz, pois eles não estão relacionados e estão na faixa de passagem total do filtro.

Dos dois métodos diferentes, a coerência de fase do sinal composto não é importante. No caso do método do gerador de dois sinais, a fase não é um valor fixo, varia conforme as duas freqüências são diferentes. No método de dois tons de áudio alternativo, o sinal de saída composto do modulador de equilíbrio duplo é coerente de fase, uma vez que são gerados a partir de uma frequência de portadora comum. No modulador balanceado duplo, a portadora é anulada com os ajustes de balanceamento, de modo que apenas as duas bandas laterais sejam visíveis. Na prática, uma portadora nula de –50dB ou inferior é possível. Se a portadora não puder ser anulada suficientemente baixa, isso equivale a um terceiro sinal de portadora, semelhante a um verdadeiro transmissor AM.

Qualquer um desses dois métodos gerará um sinal composto que, quando visto em um osciloscópio, será idêntico ao da Figura 7.2: ambos são iguais a um sinal AM 100% modulado. Quando visto em um analisador de espectro, no entanto, eles não são os mesmos. O sinal AM tem três sinais principais, a grande portadora central e as duas bandas laterais de menor amplitude, espaçadas de cada lado da portadora por uma distância correspondente à frequência de modulação. Se a frequência da portadora for de 1 MHz e o sinal de modulação for de 1 kHz, as bandas laterais ocorrerão em 999kHz e 1001kHz, portanto, elas são separadas por 2kHz. Em um sinal AM 100% modulado, as bandas laterais estão exatamente 6dB abaixo do nível da portadora. Em um transmissor SSB, o sinal de dois tons de áudio mostrará apenas as duas bandas laterais, assumindo que o saldo da portadora está ajustado corretamente para nulo no ruído.

Dos dois sinais diferentes, a portadora modulada AM é mais pesquisada, pois é um estímulo de três tons. A medição dos produtos IMD com apenas o estímulo de dois tons geralmente mostra bom desempenho do IMD, mas o sinal de três tons mostra que os IMDs não estão presentes no teste de dois tons.

A modulação AM é mais próxima do que acontece quando um sinal de voz complexo é aplicado ao transmissor. A voz humana contém não apenas dois sinais discretos de freqüência fixa, mas todo um espectro de amplitudes e de separação de frequências variadas. Se o analisador de espectro tiver uma função de retenção de pico e uma pessoa falar no microfone por alguns segundos, a imagem mostrada mostrará a resposta da banda passante do filtro SSB à medida que este for gradualmente preenchido.

O método de teste mencionado acima é amplamente utilizado na televisão a cabo e em outras indústrias onde um sinal de estímulo de três tons é usado para explorar melhor a linearidade dos amplificadores usados. Em sistemas de TV a cabo (CATV), até 10 canais passam pelos amplificadores e cada um deles é um nível de sinal variável. Os IMDs podem ficar interessantes nesses tipos de sistemas. Esta é a razão pela qual os amplificadores usados ​​são capazes de alta potência, mas funcionam com uma fração de suas capacidades de pico.

Pureza da exigência de sinal de dois tons

A pureza do sinal de áudio de dois tons tem que ser muito boa. Se considerarmos a conversão de THD em termos percentuais para dB, uma distorção de áudio de 1% equivale a 
–40dB. Se o IMD do amplificador for provavelmente menor do que isso, a distorção de áudio deve ser consideravelmente menor para que esse método funcione. Um diagrama de blocos de um oscilador de dois tons é mostrado na Fig . 7.4 .

Fig 7.4: Diagrama de blocos do oscilador de áudio de dois tons.

O sinal de áudio de dois tons é usado para gerar o sinal SSB e, em seguida, passa por vários mixers e ganha estágios no transmissor para gerar a freqüência final no nível de saída requerido para acionar o amplificador sendo testado. Se o THD dos sons combinados é de apenas 1% no microfone, é provável que na saída do transmissor seja consideravelmente pior. É comum descobrir que há uma degradação de 10 a 15dB no transmissor de direção. Assim, o sinal de entrada de –40 dB degrada para tão pouco quanto –25 dB, que é alto demais para ser usado em testes precisos.

É norma no teste do IMD exigir um sinal de acionamento que seja pelo menos 6 dB melhor que o que está sendo medido. Portanto, o sinal composto de dois tons precisa ser de pelo menos -60dB quando aplicado à entrada do microfone e isso gerará um sinal de saída de cerca de –45dB IMD na saída do transmissor. Isso significa que o menor valor possível é de cerca de –39dB IMD. Um sinal de entrada de -60dB equivale a uma distorção de áudio de 0,1% e isso está se tornando difícil de gerar com osciladores de áudio simples.

Conversão de THD para deciBels

O valor de THD em porcentagem é uma medida de tensão. Para converter a medida de potência correspondente em decibéis, a seguinte fórmula é usada:

Distorção em dB = 20 log (% / 100)

10% de distorção é igual a 1/10 = 0,1 e equivale a –20dB

1% de distorção é igual a 1/100 = 0,01 e equivale a –40dB.

A distorção de 0,1% é igual a 1/1000 = 0,001 e equivale a –60dB.

Dois geração de tons e precauções necessárias

Os osciladores de áudio para gerar os dois tons discretos podem ser simples osciladores de feedback. Um dos tipos mais simples é o oscilador de deslocamento de fase, que usa componentes comuns e é simples de fazer. Um esquema para um oscilador de deslocamento de fase é mostrado na Fig 7.5 . Cada oscilador tem um interruptor para que um ou ambos possam ser operados a qualquer momento.

Fig 7.5: oscilador de mudança de fase de áudio.

A freqüência de oscilação é definida pelos valores de C2 e pelos resistores R6, R7 e R8. Para aumentar a frequência, todas essas resistências são reduzidas em valor. Com os valores mostrados, a frequência é de cerca de 1100Hz. Para modificar um tom mais alto, R6, R7 e R8 são alterados para 8,2k Ω , o que aumenta a frequência para ~ 1700Hz. As freqüências exatas utilizadas não são críticas, desde que não estejam harmonicamente relacionadas. O sinal composto quando as duas saídas do oscilador são somadas cria uma nota de batida de cerca de 600Hz.

O oscilador é composto por TR1, que é um amplificador inversor. A saída no coletor aciona TR2, que opera como outro amplificador inversor para o sinal no coletor. O emissor atua como um seguidor de tensão e possui deslocamento de fase zero entre a base e o emissor. Este sinal emissor é de baixa impedância para acionar a rede RC que consiste em R6, R7 e R8. Os capacitores, que são todos do mesmo valor, e os resistores formam uma rede de fase de três estágios de 180º, com 60º por seção. Este sinal é então aplicado à base do TR1. O deslocamento de fase total em torno da rede é (180 + 180 = 360º) ou (180 - 180 = 0º), sendo que ambos equivalem a 0º. Assim, o oscilador será executado na freqüência em que o deslocamento de fase na rede RC é igual a 180º.

Para garantir que a saída do oscilador esteja limpa, é necessário um filtro de baixa passagem entre cada oscilador e a rede do combinador. Qualquer oscilador contém harmônicos e, se forem autorizados a passar para os estágios de áudio do microfone do transmissor, eles gerarão seus próprios produtos IMD. Consequentemente, um filtro de passagem baixa de corte preciso é inserido entre cada oscilador e o combinador. O combinador é uma rede simples de resistores que permite o ajuste dos níveis individuais do oscilador e a saída combinada para o transmissor. Isso é mostrado na Figura 7.6 .

Fig 7.6: Rede de penteabilidade do oscilador.

Os resistores RS ajustam a tensão de saída máxima no combinador e podem ser omitidos em algumas aplicações. O resistor variável VR1 é um controle de equilíbrio para obter a mesma amplitude para cada tom. O nível de saída é definido por VR2. Isso deve ser ajustado para se adequar ao transmissor sendo testado, geralmente tão pouco quanto 10mV RMS é adequado. Quanto maior o valor de RS, melhor o isolamento entre os dois osciladores e menor a amplitude total do sinal de saída. O oscilador de mudança de fase mostrado irá fornecer pelo menos 1V de pico a pico, então RS será um valor bastante alto. Os resistores R9, R10 podem ser usados ​​para definir o nível de atenuação variando o RS. Se desejado, um dos resistores RS pode ser substituído por um resistor de série variável para um controle de nível mais fino da saída. Apenas um precisa ser variável.

A conexão entre o gerador e o transmissor deve ser feita com um cabo bem blindado para garantir que nenhum RF possa entrar nos estágios do amplificador do microfone. O gerador inteiro também precisa estar em um gabinete bem blindado pelo mesmo motivo: construir esse gerador de dois tons em uma caixa de plástico causará problemas! A melhor opção é alimentar a unidade com uma bateria interna de 9V em vez de tentar fornecer uma fonte de alimentação externa. A corrente consumida é baixa e uma pequena pilha de rádio de bateria de 9V deve durar muito tempo.

O esquema do filtro passa-baixo de áudio é mostrado na Fig 7.7 . Os valores dos resistores e capacitores definem a freqüência de corte. Os valores mostrados são adequados para um corte de cerca de 1000Hz. (Os valores do componente para o filtro de 1700Hz são R1, R2 = 27k Ω e C1 = 3.3nF, C2 = 1.5nF.) A atenuação do segundo harmônico é de –20dB para ambos os filtros.

Ao configurar o transmissor para realizar um teste de dois tons, é importante ter os níveis corretos. Se um osciloscópio estiver disponível, os níveis de sinal podem ser verificados e ajustados com mais precisão. O sinal de saída composto quando visto em um osciloscópio deve parecer com um sinal AM 100% modulado: os dois picos devem ter exatamente a mesma amplitude e o sinal deve cair para zero sem descontinuidade no ponto de amplitude zero. No entanto, existem alguns problemas não revelados que podemos encontrar!

Fig 7.7: Filtro passa baixa de áudio.

Ajuste de nível correto

Se o oscilador de dois tons estiver configurado corretamente, quando a saída for visualizada em um osciloscópio, ela deverá aparecer exatamente da mesma forma mostrada na Figura 7.2 . Se um tom tiver uma amplitude maior, a forma de onda se assemelha a um sinal AM submodulado. Quando os dois níveis de oscilador são idênticos, a forma de onda cairá a zero no ponto de cruzamento. É simples de conseguir isso, mas muitas vezes descobrimos que quando conectamos esse sinal ao transmissor e observamos o espectro, ele produz um resultado ruim. O sinal de RF na saída do transmissor quando visualizado em um osciloscópio aparece como um sinal AM submodulado. Muita cabeça arranhando!

A razão pela qual o sinal não se parece mais com a forma de onda correta é que, ao contrário de um amplificador hi-fi de áudio de banda larga, o transmissor SSB tem alguns estágios que são muito estreitos. As duas porções do transmissor SSB geralmente responsáveis ​​são o amplificador do microfone e o filtro de cristal. Em muitos casos, nenhum desses estágios é verdadeiramente plano em resposta de freqüência.

Os estágios do amplificador do microfone podem ter um aumento ou deslocamento pronunciado para certas freqüências. Da mesma forma, os filtros de cristal SSB raramente são totalmente planos em toda a banda passante. Dependendo do tipo, eles podem ter uma resposta inclinada para cima ou uma resposta inclinada para baixo. Ambas as respostas inclinadas colorem o sinal de voz e melhoram ou degradam a qualidade de áudio. Além disso, se o oscilador de inserção da portadora não estiver corretamente posicionado na inclinação da resposta do filtro, isso também perturba a resposta da largura de banda para componentes de voz de alta ou baixa frequência.

A única maneira certa de garantir que temos duas portadoras iguais é ajustar os níveis de tom usando o transmissor.

Para configurar o transmissor, primeiro precisamos de algum equipamento de teste. No mínimo, precisamos de um wattímetro RF de leitura média com carga fictícia e um osciloscópio adequado para a freqüência para a qual o transmissor foi projetado. Se for um transmissor de alta frequência, um osciloscópio de 10MHz funcionará bem até cerca de 30MHz. A amplitude de resposta de um osciloscópio cai quando a freqüência aumenta, mas a amplitude relativa do sinal normalmente não aumenta. O melhor método é começar em uma faixa de freqüência mais baixa, como 80m, onde o escopo proporcionará resultados perfeitos. Aos 10m, para a mesma potência, a altura vertical do traço será um pouco menor, isso é tudo.

Configure o transmissor para LSB ou USB e certifique-se de que o compressor de fala (ou o que quer que seja chamado no transmissor) esteja desligado. Precisamos apenas dos estágios normais do microfone operacionais. Conecte a caixa de teste de dois tons ao conector do microfone.

Para começar, desligamos um dos osciladores de áudio, por isso temos um tom de onda senoidal pura indo para os estágios do microfone. Nós carregamos o transmissor da maneira normal para produzir um sinal CW (onda contínua) - simplesmente uma portadora pura. Observando o medidor de potência de RF, agora ajustamos o controle de ganho do microfone para ajustar a portadora para exatamente 25% da potência nominal de pico de saída. (Você precisa configurar o potenciômetro de nível de saída de dois tons para se adequar à sensibilidade do microfone do transmissor. A maioria dos transmissores HF precisa de cerca de 10mV RMS para atingir a saída total com o controle de ganho do microfone no meio do caminho). ajuste a saída para exatamente 25W indicado no wattímetro.

Tendo definido este nível corretamente, não devemos ajustar o controle de ganho do microfone na configuração posterior.

O primeiro oscilador é desligado e o segundo oscilador é ligado. Se o segundo oscilador tiver exatamente a mesma amplitude, o transmissor mostrará exatamente 25% no medidor de energia. Muitas vezes isso não acontece. Isso ocorre porque os estágios do amplificador do microfone do transmissor ou o filtro de cristal têm uma resposta de ganho inclinado. Portanto, ajustamos cuidadosamente o controle de balanço de saída dos osciladores para obter exatamente 25% de nível de portadora. Se alternarmos entre os dois osciladores de áudio quando configurados corretamente, ambos devem fornecer exatamente 25% de nível de portadora, conforme indicado no wattímetro. Agora as configurações de áudio estão corretas e agora podemos, se necessário, ajustar o controle de ganho do microfone para medições posteriores.

Digite o transmissor e ligue os dois tons e observe o wattímetro. Agora deve indicar 50% da potência nominal do transmissor. O wattímetro está lendo a média da potência que o sinal de dois tons está gerando. Observe o envelope de RF no osciloscópio e procure por qualquer não-linearidade nos picos da forma de onda. Se parece exatamente com a forma de onda AM da Fig. 7.2 , significa que o transmissor está trabalhando dentro de sua região linear.

O que é mais provável é que alguma pequena cobertura plana seja observada. Em caso afirmativo, ajuste cuidadosamente o controle de ganho do microfone do transmissor para que estes simplesmente desapareçam. Leia a potência média no wattímetro. O verdadeiro PEP é o dobro da leitura média, por isso não se surpreenda se o seu transmissor PEP supostamente de 100W só apresentar uma PEP de 80W sob esta condição; isso é bastante comum com a maioria dos transmissores. Se for um transmissor de estado sólido, espere ver tão pouco quanto 60W PEP, porque os transistores não são muito lineares na extremidade superior de sua faixa de potência.

O teste de envelope de RF usando um escopo simples não é tão preciso quanto um analisador de espectro, que pode medir o nível exato de produtos IMD, mas é muito melhor do que confiar apenas em medidores. Quando o transmissor estiver configurado para a linearidade ideal, anote a leitura atual para referência futura. Observe também a potência média de RF, isso é o máximo que você deve usar para garantir a linearidade.

Depois de aprender como configurar um teste de distorção, você pode tentar ajustar o controle de ganho do microfone para ver o efeito que ele tem na forma de onda. À medida que o ganho do microfone é aumentado, o envelope começará a ficar plano e a amplitude aumentará de acordo. Se o ganho for avançado demais, a forma de onda se torna muito distorcida. Observe a potência média indicada e duplique mentalmente a figura para obter uma aproximação da leitura PEP. A leitura PEP não estará correta agora porque o sinal está distorcido e a relação média para PEP de 2: 1 não se aplica mais.

Vamos supor que, quando você avança o ganho do microfone para obter uma quantidade notável de flat-topping, a potência média indicada é de 70W. Teoricamente, se o transmissor fosse perfeitamente linear, indicaria um valor PEP de 140W. Mas isso nunca acontecerá com um transmissor PEP nominal de 100W, já que você ficou sem energia disponível!

Teste de um amplificador linear externo

Para testar um amplificador linear externo, montamos o transmissor como descrito anteriormente, a fim de obter uma forma de onda perfeita e, em seguida, usá-lo para acionar o amplificador. Passamos pelo mesmo procedimento de configuração com cada tom individualmente para encontrar a configuração correta de 25% do nível de potência. Alterne entre os dois tons de áudio diferentes para garantir que a potência média de cada um seja idêntica. Em seguida, ligue os dois tons e observe a forma de onda do envelope de RF. Se estiver mostrando sinais de cobertura plana, retire a unidade RF do transmissor, diminuindo o controle de ganho do microfone. Depois de estabelecer a configuração ideal, leia a potência média e dobre o valor. Esta é a potência linear máxima absoluta no PEP que o amplificador pode produzir com baixa distorção. Mais uma vez você pode se surpreender com o quão baixo é realmente!

Enquanto você tem o equipamento de teste ligado, agora é a hora de conectar e ajustar os ajustes externos do ALC, para que você não possa exceder este nível de potência. Todos os outros usuários da banda vão agradecer por você!

Não mexa nas configurações!

Os amadores, sendo pessoas inquisitivas, freqüentemente fazem ajustes nos bits internos de seus equipamentos. Isso é bom se você está fazendo um alinhamento para corrigir um problema depois que um componente foi alterado, mas existem os tweakers inveterados que ficam com coceira quando vêem um pote ou algum outro controle. Eu tento desencorajar as pessoas de ajustar potes ou outros controles dentro do equipamento se eles não entenderem o que ele faz e como isso pode afetar negativamente a operação.

Neste país há uma famosa marca japonesa de transceptor móvel HF que é popular na indústria de caminhões de longa distância. Alguns desses transceptores móveis aposentados passaram para as mãos de amadores recém-licenciados (e alguns não tão recentemente licenciados). A potência oficial deste rádio móvel é de 100W PEP ± 1dB, o que significa que ele atende às especificações se produzir um mínimo de 80W ou um máximo de 120W, para cumprir as condições da licença comercial. Quando os agentes configuram um para um cliente, normalmente o colocam em cerca de 80W, portanto, eles cumprem a lei e também têm menos problemas de confiabilidade e, portanto, menores problemas de garantia na menor potência, e eu concordo plenamente com essa abordagem. O transceptor está muito limpo quando configurado corretamente, como deveria ser.

O problema é que os transistores de saída RF podem fornecer até 180W quando totalmente saturados. O fabricante escolheu esse dispositivo específico por vários motivos. Em primeiro lugar, usando um dispositivo maior e subutilizando-o em cerca de 50%, eles obtêm uma melhor linearidade e, em segundo lugar, a confiabilidade é muito maior.

O problema é que os amadores se ligaram a esse poder extra "livre" e muitos transceptores foram ajustados para mais de 150W PEP. Ao girar o controle do ALC todo o caminho até o transistor corre em circuito aberto, é muito simples aumentar a potência nesse transceptor. O sinal não só soa grosseiramente distorcido ao fazer isso, mas os tweakers também têm acesso ao pote de ganho do microfone. O splatter que esses transmissores geram tem que ser ouvido para ser acreditado! Você pode identificar um a um quilômetro de distância: quando ouvir splatter na banda, você sabe que 'Walter' está no ar e usa um deles. Eles também parecem precisar de novos transistores de PA se encaixando com bastante regularidade: Eu me pergunto por que isso acontece? Esperançosamente, todos eles explodirão e serão consignados ao lixo!

Como Eimac testa linearidade

Quando um fabricante como a Eimac precisa testar o IMD em válvulas experimentais, ele tem um dispositivo de teste especial que opera a 2MHz. Assim, todas as folhas de dados da válvula Eimac comuns são mostradas para medições IMD de 2MHz. Em um Boletim de Engenharia Eimac, Bill Orr, W6SAI, divulgou os detalhes de seu sistema de teste interno. A escala disso é incompreensível!

Eles têm dois osciladores de cristal de alta estabilidade que funcionam a 2MHz com uma diferença de 2kHz nas freqüências. Esses osciladores são, é claro, válvulas (o que mais ?!) Cada oscilador então tem um grave filtro de baixa passagem para rejeitar quaisquer harmônicos, então cada sinal é perfeitamente sinusoidal. Em seguida, eles combinam esses dois sinais de alta potência em um combinador híbrido especial para obter um sinal composto de dois tons. Finalmente, este sinal é enviado a uma válvula amplificadora, mas não a qualquer válvula. É - esperar que - um tetrodo 4CX5000, com uma tensão de alimentação elevada variável, que funciona na classe A. A carga ânodo é um 50 co resistor não indutivo e a saída é acoplada para fora através de um condensador. Isso apresenta um perfeito 50 Ωfonte para o amplificador em teste. A pureza espectral deste conjunto é tal que é virtualmente impossível ver os IMDs - eles estão muito bem suprimidos. Isso pode, se necessário, gerar um sinal quase perfeito de várias centenas de watts para aplicar a qualquer amplificador que precise de dados de teste.

8: Projetando um circuito de tanque de ânodo

Este tópico é coberto em detalhes em um dos meus outros livros, RF Design Basics(RSGB, 2007), então vou cobrir as partes básicas aqui. Se você deseja ter uma explicação mais detalhada, o livro mencionado é uma boa fonte de referência. Ele também contém tabelas completas para diferentes redes Q carregadas, o que economiza muito esforço para derivar os valores corretos para os componentes. 

A rede de correspondência de ânodos mais comumente usada em amplificadores lineares de alta frequência é conhecida como rede pi e um tipo típico é mostrado na Figura 8.1 .

Fig 8.1: A rede pi

A rede consiste em apenas três componentes que realizam a transformação da impedância do anodo da válvula para a carga. Estes são dois capacitores de sintonização mostrados como CT e CO e o indutor em série L1. Os demais componentes são necessários para garantir o funcionamento correto da válvula e para outros fins. A alimentação DC anódica é via o indutor RFC1 e é desacoplada ao terra RF por CD. O capacitor CB é simplesmente um bloco DC para evitar que a alta tensão apareça no terminal da antena e não funciona na rede correspondente. Geralmente, este capacitor é escolhido para ter uma baixa reatância na freqüência de operação. Da mesma forma, o RFC2 é um dispositivo de segurança para encurtar o fornecimento de alta tensão do ânodo, caso ocorra falha do disjuntor de curto-circuito. O APC anódico normal não é incluído, pois não tem efeito na rede correspondente.

Para projetar uma rede anódica, precisamos ter certos fatos à mão. Os detalhes mais importantes são a resistência necessária à carga anódica, o valor Q carregado necessário que a rede deve trabalhar e o ânodo da válvula à capacidade de aterramento. Sem esses valores, não podemos começar.

Temos alguma liberdade de escolha com o Q carregado, mas isso pode afetar se uma solução é possível ou não com a válvula selecionada e com as condições de operação escolhidas. A resistência à carga do ânodo será freqüentemente citada pelo fabricante, mas em alguns casos não é fornecida. Vamos selecionar a válvula 811 e optar por ter três válvulas em paralelo para atingir a potência de saída desejada.

Nas folhas de dados mais antigas para a operação da válvula 811 na Classe B não é dado para aplicações de RF, mas é dado um valor para duas válvulas em push-pull para amplificadores de áudio. A carga anódica citada para esta aplicação é de 12.400 Ω ânodo-ânodo. Portanto, cada ânodo representa metade desse valor, 6200 Ω . Isto é para um fornecimento de anodo de 1500V e uma corrente anódica média de 313mA para duas válvulas. A corrente anódica média por válvula é, portanto, metade deste valor.

Para verificar se esses números se acumulam, podemos fazer uma verificação rápida. A fonte de anodo de 1,5kV, quando multiplicada por 313mA, fornece uma potência de entrada de 470W e a potência de saída citada é de 340W. A eficiência é, portanto, (340/470) = 72%, o que para um amplificador de áudio da Classe B é razoável.

Então, sabemos que os valores estão certos e agora podemos prosseguir.

Paralelamente três válvulas, cada uma com uma carga ânodo de 6200 Ω, dá uma carga anódica equivalente de 2066 Ω , que podemos arredondar para 2k Ω . A corrente anódica será (313/2) x 3 = 470mA. A corrente inativa de cada válvula é dada como 32mA. Isso, no entanto, precisa de um desvio de grade de –4.5V nessa tensão de anodo mais alta. (Se usássemos um suprimento de ânodo inferior de 1250V, o desvio zero normal atenderia à configuração de corrente inativa.) Para converter a tensão negativa da rede na voltagem do cátodo, simplesmente invertemos o sinal, então precisamos elevar o cátodo acima do solo em + 4.5V para obter a corrente de marcha lenta correta. Assim, a corrente inativa com três válvulas será de cerca de 100mA.

O Q carregado que vamos escolher é 12, pois é um bom compromisso.

Agora precisamos saber a capacitância de saída do ânodo e a folha de dados fornece um valor de 5.6pF para uma única válvula. Permitindo alguma capacidade de dispersão, assumiremos que cada válvula se parece com uma capacitância shunt de 7pF para a rede anódica. Então, com três válvulas, o valor é 21pF.

O valor do capacitor de ajuste de ânodo requerido é determinado pelo Q carregado e o valor de carga do ânodo. Isso nos dá a reatância da capacitância de sintonização do ânodo CT. Na fórmula padrão para a rede pi, isso é normalmente denotado C1. As fórmulas padrão são mostrados abaixo quando R A é muito maior do que R G .

XC 1 = Ra / Q L

Nota: Apenas C1 determina o Q carregado e nenhum outro componente tem efeito. Isto dá um valor de 172 Ω na frequência de operação.

Agora nós convertemos a reatância no valor real do capacitor requerido na freqüência de operação. Vamos projetar para a banda de 80m no começo, você verá a sabedoria nisso mais tarde.

Em 3.5MHz, precisamos de um capacitor de ajuste de ânodo de 272pF. A capacitância anódica já é 21pF, então precisamos de um capacitor de sintonia de (272 - 21) = 251pF. Este valor deve ser idealmente com o capacitor em cerca de meia malha. Então, na realidade, precisamos de um valor total de 500pF. Este é um capacitor grande, então escolhemos usar algo menor e fazer a diferença com um capacitor fixo.

Suponha que tenhamos um capacitor de ajuste máximo de 150pF com placas espaçadas que segurem com segurança o balanço de tensão do anodo previsto. Podemos estimar que a oscilação da tensão do anodo de pico será de cerca de duas vezes a fonte CC, de modo que um mínimo de 3kV é o menor que podemos usar e um tipo de 5kV seria uma escolha melhor. O capacitor de ajuste de anodo é, portanto, um conjunto de 150pF a cerca de meia malha e o restante é um capacitor fixo conectado em paralelo. Metade de 150pF é 75pF e o capacitor fixo precisa ser 175pF. O capacitor padrão mais próximo é 180pF e isso será suficiente.

Agora vamos calcular o valor do condensador C2 carregamento utilizando a fórmula para corresponder ao 50 Ω carga de saída. Isso dá um valor de 1474pF. A tensão de RF na saída é muito menor que a tensão do ânodo, pois a transformação de 2k Ω para 50 Ω é uma relação de 40: 1. Isso poderia usar um tipo de transmissão de múltiplas gangues com cerca de 365pF por seção e uma voltagem de 350V AC. (Se a tensão de RF for de 150 V RMS, a potência em 50 Ω é de 450 W ).

Um tipo de três seções seria um total de ~ 1100pF. Mas o valor requerido é o valor totalmente carregado e isso deve ocorrer com o capacitor quase totalmente sem malha. Portanto, o capacitor fixo adicional necessário é maior. Estimamos que quando carregado corretamente o capacitor variável é 3/4 sem malha e terá um valor de cerca de 275pF. Portanto, o capacitor fixo necessário é (1474 - 275) = 1199pF e um capacitor fixo de 1200pF será suficiente.

O componente final a ser calculado é a indutância em série e isso requer um valor de 8,25 µ H.

Adicionando Faixas Adicionais

Se também queremos atender 40m, uma maneira simples é dividir pela metade todos os valores calculados para encontrar os valores corretos para 7MHz.

O valor de C1 necessário para 7MHz é de 136pF no total. Subtraímos a capacitância anódica de 21pF das válvulas para obter o valor do capacitor de sintonização de 115pF e nosso máximo de 150pF se encaixará perfeitamente sem nenhum capacitor extra fixo necessário. O capacitor de carga necessário é (1474/2) = 737pF total e como o capacitor de três grupos é 1100pF quando totalmente em malha, seria apenas 67% de malha nesta configuração. Portanto, precisamos de um capacitor fixo para aproximar o capacitor de três grupos de 3/4 sem malha. Um valor fixo de cerca de 470pF funcionaria bem.

O indutor é simplesmente (8.25 / 2) = 4.125 µ H.

As outras bandas que estão harmonicamente relacionadas, como 14, 21 e 28MHz, são calculadas da mesma maneira dividindo os valores pelo fator correto.

As duas maiores bandas são onde podemos ter problemas, pois a capacitância anódica é um valor fixo de 21pF e não podemos mudar isso.

Em 28MHz com um Q carregado de 12, a capacitância total do anodo precisa ser 34pF e, portanto, o capacitor de sintonia precisa apenas de 13pF para ressonar o circuito. Com o capacitor total de 150pF escolhido, o capacitor é quase totalmente sem malha, por isso não é provável que funcione. Isso ocorre porque seu mínimo não é 0pF, mas geralmente cerca de 5 a 10% do valor máximo. Se o mínimo for 10%, não pode ser reduzido abaixo de 15pF em valor com as placas completamente sem malha.

Existem duas soluções para este problema. Uma é ligar um capacitor de série de valor adequado no circuito entre o ânodo e o capacitor de sintonia ou aumentar o Q carregado. Quanto maior o Q carregado, menor a reatância de C1 precisa ser. Uma baixa reatância é um valor mais alto do capacitor.

Se o Q carregado é aumentado para 16, o valor requerido para C1 aumenta para 45pF total e quando a capacitância anódica é subtraída, deixa um valor de 24pF, que é mais prático, mas ainda assim um valor muito baixo. Se o Q carregado é aumentado para 18, C1 se torna 51pF total e C1 precisa ser (51 - 21) = 30pF e para um Q carregado de 20 é 56pF total e um valor de capacitor de 35pF.

Este é um problema comum quando a capacitância do ânodo é alta e a maioria dos amplificadores de alta frequência não usa, de fato, um valor Q constante carregado para todas as bandas por esse motivo. À medida que a frequência aumenta, o Q carregado normalmente tem que ser aumentado para manter o capacitor de sintonização do ânodo dentro de valores práticos.

Em um caso como este, não podemos continuar aumentando o Q carregado porque a perda de rede anódica aumenta com o Q carregado. Uma solução prática seria usar um capacitor de ajuste anódico de valor menor e adicionar capacitores de preenchimento de valor fixo para as faixas de freqüência mais baixas para trazer o capacitor de valor mais baixo para cerca de valor médio. Alternativamente, poderíamos fazer o capacitor C1 de um tipo dual-gang e trocar metade dele pelas bandas mais altas. Nenhum deles é ideal, pois é necessária uma comutação extra.

No entanto, um Q carregado alto não significa que a perda será muito alta e diminuirá a potência de saída em qualquer quantidade considerável. Na maior freqüência é mais simples fazer indutores Q altos e a perda é predominantemente definida pelo indutor descarregado Q. Uma bobina de tanque de 80m com muitas voltas de fio de pequeno diâmetro terá um Q muito mais descarregado do que um indutor de 10m enrolado a partir de bitola substancial fio ou tubo de cobre. Este indutor é um pequeno número de voltas e valores Q de 450 ou mais são alcançáveis. A diferença entre um Q descarregado de 450 e um de apenas 100 é de cerca de 5% na perda de potência em um amplificador prático. Isso é 0,25dB e não é nada para se excitar. O Q de um capacitor de sintonização de ânodo de boa qualidade é de pelo menos 3000 e o capacitor de carga é geralmente cerca de metade deste valor. O indutor da série do tanque pi, se for enrolado corretamente,

Amperagem de alimentação DC anódica

Até agora, não foi feita menção ao afogador de RF anódico que fornece a corrente do ânodo. O item que normalmente contribui com a maior perda em uma rede pi é o anodo DC feed choke, que responde por cerca de 30% das perdas totais. Isto é porque é muito difícil fazer um choke multi-band, ferida com fio de pequeno diâmetro, com um bom Q.

Normalmente, ao calcular os componentes da rede pi, o efeito do anodo é ignorado. No entanto, sua inclusão na rede pode ter um efeito dramático na operação da rede.

A regra geral, quando um afogador precisa ser conectado em paralelo em um circuito, é avaliar o quanto ele perturba o funcionamento da rede. Se a reatância do afogador é infinita, isso tem efeito zero. Mas em um circuito prático não podemos fazer um estrangulamento com uma reatância infinita. A suposição feita é que, se a reatância do afogador for 10 vezes maior do que a porção da rede que está conectada à perturbação, ela é insignificante e geralmente pode ser ignorada. Em nosso exemplo, ele está conectado a um ponto na rede que, na ressonância, se comporta como uma resistência de 2k Ω . Assim, a reatância do reator precisa ser pelo menos 20k Ω . Em 3.5MHz este é um valor de 909 µH. Este valor é impraticável e seria muito difícil enrolar esse estrangulamento e garantir que não houvesse freqüências ressonantes espúrias.

Dois anodos típicos engasgam; left: para um amplificador de HF multi-band, certo: para um design de banda única.

A maneira de evitar esse problema é usar a capacitância shunt entre o anodo e o terra para ressonar um indutor de valor mais baixo para a frequência de operação. Se o indutor do valor correto estiver conectado através do ânodo à terra, ele se comportaria como um resistor de valor muito alto devido à sua resistência dinâmica (RD). A Eimac cobre esse aspecto em um boletim de engenharia. Um gráfico mostrando a frequência ressonante ótima é mostrado na Figura 8.2 .

Fig 8.2: Frequência de ressonância do reator de RF ótima (em 'Cuidados e alimentação dos tubos da rede elétrica', Eimac).

A obtenção da banda correta de ressonância paralela pode ser repleta de problemas. Isso geralmente faz com que um anodo aparentemente bem projetado se queime. O estresse no anodo é considerável. Não só tem que carregar uma carga CC razoavelmente alta para alimentar o ânodo, mas na ressonância do circuito do tanque, a tensão de RF impressa através do estrangulador aproxima-se duas vezes da tensão de alimentação do ânodo. Se a reatância ou RD não for alta o suficiente, um grande sinal AC pode fluir para o terra no afogador. É dissociado no final do fornecimento, de modo que é efetivamente aterrado.

Em nosso exemplo, o amplificador que usa um suprimento de ânodo de 1,5kV, a oscilação da tensão do anodo de pico-pico será de cerca de 2,5kV com a saída máxima de RF. Se a reatância do reator ou o R D for 10k Ω , a corrente máxima do RF que flui para o terra é de 250mA. Isso é efetivamente poder perdido . Se o ajuste do capacitor anódico for reduzido, uma pequena quantidade fará com que o indutor R D caia para 5k Ω a corrente RF dobra. Esta corrente extra, mais a corrente DC mais elevada do ânodo que ocorrerá quando o ânodo é desfeito, pode colocar muita pressão sobre o afogador e se oporá ao aquecimento.

Um método melhor do filtro de alimentação do anodo

O shunt de alimentação do suprimento de ânodos sempre foi um problema difícil e deve haver uma maneira melhor de lidar com essa parte da rede de correspondência de ânodos. Depois de pensar muito, um novo método foi desenvolvido.

O problema real é que as freqüências ressonantes espúrias são muito difíceis de controlar ou prever se o valor do indutor é grande. Mas se o indutor não precisa ser um valor tão grande, existe uma chance melhor de manter esses gremlins sob controle.

A solução é realmente muito simples. Se a rede do tanque pi for reorganizada, é fácil incorporar uma solução viável. O primeiro passo é mostrado na Fig . 8.3 .

Fig 8.3: Método de alimentação de DC anódico modificado.

Neste método, o capacitor de bloqueio de ânodo é movido do ânodo para o conector de saída. O estrangulamento agora alimenta a alta tensão de CC no circuito de tanque no 50 Ω ponto. Consequentemente, precisa apenas de uma reatância de ~ 500 Ω na menor freqüência de operação. Isso dá uma resposta de 22,7 µ H e um estrangulamento maior do que isso seria suficiente. Como a voltagem de RF é muito menor do que quando no ânodo, o enrolamento de um estrangulador adequado é muito mais simples. A única desvantagem deste método é que os capacitores de sintonização e carga agora têm que flutuar no nível de alimentação CC do ânodo. Isso não é realmente um problema na prática e o uso de eixos isolados e acopladores de eixo fornece prontamente o isolamento necessário.

O capacitor de bloqueio DC de saída precisa ser um valor maior do que para a posição do ânodo, mas novamente isso não é um problema. A corrente de saída RF, embora superior, não é excessiva e os capacitores normais de alta tensão estão disponíveis. Para uma potência de saída de 450W em 50 Ω a corrente RMS é de 3A.

A saída ainda pode sofrer de uma falha de capacitor de bloqueio DC e um RF de derivação de RF através da saída seria necessário para explodir o fusível de alimentação de ânodo, caso isso ocorra. Um outro ajuste foi sugerido pelo meu engenheiro chefe na época, Greg Smith, agora ZL3IX, e esta é a resposta final. O circuito final é mostrado na Fig. 8.4 , que é um design elegante e inteligente.

Fig 8.4: Método de alimentação DC anódica isolada.

A adição de um transformador de RF de 1: 1 resolve o potencial modo de falha do capacitor de bloqueio e permite a eliminação do afogador de alimentação DC de uma só vez. O transformador T1 é enrolado em um núcleo de ferrite com cabo coaxial de Teflon de pequeno diâmetro e precisa ter indutância suficiente para atender a freqüência mais baixa.

Chokes Anti Parasitas

Este tópico já foi abordado em uma parte inicial do livro. Há muitos mitos e lendas urbanas sobre esse assunto. Muito disso é atribuível a uma pessoa que parece ter uma fixação com o tópico. Não vou mencionar o nome nem o indicativo, mas aqueles que acompanharam essa saga sabem a quem estou me referindo!

As declarações feitas sobre APCs que devem ser enroladas a partir de fio de resistência ou algum outro material com perdas, como aço inoxidável, estão completamente incorretas. A APC é inserida para formar uma armadilha paralela na freqüência de ataque, de modo que ela se torne paralela ressonante com a capacitância da válvula ou do circuito. A maioria das oscilações parasíticas ocorre na região VHF, portanto, o valor do indutor precisa se adequar a essa faixa operacional. Na maioria dos casos, algumas voltas de fio de cobre são usadas formadas em um resistor de composição de carbono de 2W e conectadas aos fios de saída do resistor. O valor do resistor é muito baixo, normalmente cerca de 22 a 56 Ω parece funcionar em 99% dos casos.

O indutor terá um Q razoável e, portanto, terá uma faixa estreita onde é eficaz com a capacitância anódica. A finalidade do resistor de baixo valor é achatar a resposta de freqüência, de modo que cubra uma largura de banda muito maior. Também serve como carga falsa para qualquer poder parasitário.

O efeito que o APC tem no circuito normal do tanque de ânodo é muito pequeno e, como os capacitores de anodo e de carga têm uma ampla faixa, eles podem facilmente compensar a adição deste pequeno indutor extra em série com o terminal de ânodo.

A exigência de usar apenas um fio com perdas é lixo.

O fio de cobre quando formado em um indutor e ressoado pela capacidade de dispersão terá um Q de talvez 100 ou mais. Ele irá exibir uma resistência dinâmica de cerca de 5k Ω ou possivelmente maior. Mas a conexão do resistor de baixo valor através do indutor destrói completamente qualquer Q que tenha. O Q cai para 1 ou até mesmo abaixo, o que é exatamente o que precisamos para formar um APC efetivo. A pessoa que persiste com este argumento afirma que, embora você use fio de nicromo ou tira de aço inoxidável para enrolar o indutor, ele ainda precisa do resistor. Isso mostra que o fio de resistência não está sendo tão eficaz quanto eles acham que seria. Se o fio de resistência estivesse fazendo o que eles dizem, o resistor não seria necessário.

Em muitos casos de oscilação parasítica, a inclusão de um resistor de composição de carbono de 1 / 2W em série com um pino de grade na válvula resolve o problema. Isso não tem indutância significativa, mas impede a oscilação. Na maioria dos casos, o resistor não precisa ser um valor muito alto, 10 Ω a 47 Ω é muitas vezes mais do que suficiente.

9: Amplificadores Lineares de Cátodo Aterrado

O tipo mais comum de amplificador de RF, antes de o amplificador de rede aterrado 
se tornar moderno, era o estágio de cátodo aterrado . Isso também é comumente conhecido como o amplificador acionado por grade . Este tipo de amplificador é geralmente reservado para válvulas de tetrodo e pentodo, pois possuem capacitância de realimentação de grade de ânodo muito menor. Por isso, às vezes eles podem ser usados ​​sem qualquer neutralização. Uma vantagem do amplificador acionado por rede é a baixa potência necessária para acioná-lo. Frequentemente, apenas 1 watt é adequado para acionar um par de válvulas com saída total de cerca de 100W PEP. Portanto, este tipo de amplificador possui alto ganho e adequa-se bem à classe de 100 W do transmissor SSB. Muitos transmissores de alta frequência usavam válvulas de televisão a cores comumente disponíveis, já que estavam disponíveis gratuitamente e eram baratas.

Uma válvula popular era a americana 6JS6C e muitos fabricantes de válvulas japonesas, bem como empresas norte-americanas, fizeram-nas em grande número. Estes ganharam o nome de tubos de varredura como no serviço de televisão a cores que foram usados ​​para desviar ou "varrer" o ponto de luz através da tela de fósforo. No entanto, eles não são projetados como válvulas verdadeiramente lineares e possuem certas limitações.

Para resolver alguns desses problemas, a RCA interveio e fez alguns trabalhos em seus tubos de varredura e trouxe uma nova válvula para o mercado, a 6146. Isso foi no início de 1952. Em sua forma original, era um tubo de varredura glorificado com algumas características alteradas. para se adequar ao serviço de amplificador de RF. Há também o 6159, que é um verdadeiro tubo de varredura, e alterado a partir de um design anterior. O 6146 no anúncio original não especificou a operação usando o SSB; em vez disso, foi direcionado ao mercado de rádio móvel VHF usando AM e FM.

Só mais tarde a RCA começou a especificar as necessidades operacionais do SSB, pois o novo modo ganhou força com os usuários. A válvula passou por inúmeras melhorias, cada uma com um pequeno ajuste em sua construção interna, mas só depois trouxe a primeira grande revisão, a 6146A, em meados de 1963. Isso agora menciona a operação linear para SSB na classe AB 1 . A RCA havia patenteado uma nova estrutura de cátodo, que chamou de "aquecedor escuro", pois não brilhava tão intensamente quanto os tipos anteriores e exigia um pouco menos de corrente de aquecimento. Eles afirmam na folha de dados para o 6146A que “O 6146A é unilateralmente intercambiável com o 6146”.

O PL519, uma válvula do tipo "tubo de varredura" da TV.

Mais tarde ainda o 6146B apareceu, no início de 1964, que era praticamente a mesma válvula, mas com algumas mudanças extras para melhorar o desempenho. Foi também dado um número de peça duplo de 6146B / 8298A. Na folha de dados afirmou que o "6146B é unilateralmente intercambiável com o 6146, 6146A e o 8298" . A data exata em que o 8298 foi introduzido é difícil de determinar, mas deve ter sido em algum momento depois que o 6146A apareceu.

O pentodo 6146B, originalmente fabricado pela RCA.

Os militares gostaram das novas válvulas, mas precisaram de uma versão mais robusta para suportar altos choques e vibrações. Isto apareceu como o 6146W em 1963 também com um número de peça duplo de 7212, que usaram os internos 6146A e não o posterior 6146B. Além dos bits internos mais robustos, todas as 6146 válvulas são, para todos os efeitos, idênticas em uso: o 6146W não é uma versão de maior potência do normal 6146, como algumas pessoas foram levadas a acreditar. Se as folhas de dados RCA forem estudadas para todas as variantes, pode-se ver que ela possui parâmetros idênticos aos outros tipos. Todos eles têm g idênticos m valores de 7mA / V, de modo a versão W não extrai mais corrente, ou apagar qualquer uma maior potência, do que os outros para as mesmas condições de operação.

Juntamente com a série 6146, outra série ganhou popularidade com o mercado de rádio bidirecional. Isto era idêntico, para além de a tensão do aquecedor ser de 12,6 V em vez dos 6,3 V do 6146. Isto foi feito por vários fabricantes de válvulas US e é o 6883B / 8032A. Em todos os aspectos, são 6146 válvulas, mas com aquecedores de 12,6V. Novamente, a confusão nos números dos tipos A e B mostra que eles são modificados de outra série!

Tanto a 6JS6C como a série 6146 são muito semelhantes e podem manusear com segurança até 850V no ânodo. Mullard também fabricou o 6146 sob licença como o QV06-20. Este número de peça, pelo menos, nos diz algo sobre a válvula. OQ significa que é um tetrodo de feixe de RF, o V denota um cátodo aquecido indiretamente revestido de óxido e 06 é a voltagem de suprimento de ânodo máxima em kV, portanto, 600V. O número final dá a dissipação do ânodo em watts.

O 6JS6C na folha de dados da General Electric afirma que é um pentodo de feixe, mas todos os outros fabricantes o classificam como um tetrodo de feixe. Tem tensão de anodo similar (990V), mas no tubo de varredura a tensão flyback pode atingir vários kV; está classificado no pico de 7,5kV. A dissipação do ânodo é maior que a 6146 a 30W. No entanto, sendo um verdadeiro tubo de varredura, o desempenho de RF é ligeiramente inferior à série 6146. Ele tem um valor g m maior do que os 6146 de 11,5 mA / V, portanto, ele atrai mais corrente para o mesmo nível de inversor e, como tal, tem mais ganho.

A série 6146 tem a base octal de 8 pinos, enquanto a 6JS6C tem uma base de 12 pinos. Ambas as válvulas possuem o encaixe da tampa superior do ânodo.

Uma pergunta frequentemente feita é: "Qual das duas é a melhor válvula?" Isso depende do que você entende por melhor. Se for a dissipação do anodo, o 6JS6C é claramente melhor no papel. No entanto, a classificação ICAS do 6146 é aumentada para 25W, portanto, há pouca diferença. Se você quer dizer desempenho, realmente há pouco para escolher entre eles na HF. O 6146 funcionará até 145MHz com classificações reduzidas, o 6JS6C praticamente passou dos 40MHz. Se você quer dizer disponibilidade e custo, a série 6146 parece ter a vantagem; Os televisores a cores não usam válvulas há muito tempo. Consequentemente, quase nenhum fabricante de válvulas os está fabricando hoje.

Válvulas de Alta Potência

Quando mais energia é necessária, várias válvulas estão disponíveis para satisfazer o requisito. É claro que o ganho provavelmente será um pouco menor, mas a potência necessária não é excessiva. Muitos tetrodes com uma dissipação de anodo de 200W a 400W ainda estão disponíveis e oferecem muito mais potência do que um par de 6146s.

O Eimac 4-250 e o 4-400 ainda estão disponíveis se você olhar com bastante força e forem verdadeiros burros de carga para grandes amplificadores lineares de alta frequência. Eles também vão sob diferentes números de peças por outros fabricantes. Estas são válvulas de envelope de vidro tradicionais e bastante grandes. Uma alternativa são as versões compactas de ar forçado de metal-vidro ou metal-cerâmica, como o Eimac 4X150 e as séries posteriores do 4X250, 4CX250 e 4CX350. Estes funcionarão até 432MHz, exceto o 4CX350 que não funciona muito bem mesmo em 144MHz, já que cai acima de 120MHz. Para amplificadores de HF, um único 4CX350 dará bastante potência e só precisa de um sniff de drive para fazê-los funcionar.

Uma das válvulas mais antigas é a RCA 813. Essa válvula foi introduzida pela primeira vez em 1938, bem a tempo da eclosão da guerra, e durante a guerra elas foram feitas em grandes quantidades, principalmente pela Westinghouse no Canadá. Após a guerra, eles rapidamente se tornaram a válvula de escolha para os transmissores AM que executavam o limite de entrada de 1kW DC nos EUA. As vendas excedentes de guerra viram enormes quantidades despejadas no mercado aberto a preços baixos. O ânodo é uma construção de grafite e eles podem suportar uma quantidade razoável de abuso, mas a dissipação de anodo oficial é de apenas 100W em classificações CCS e 125W sob a classificação ICAS. Como tal, eles são de menor potência que os 572B posteriores, mas ser uma válvula de alto ganho exigia muito pouca movimentação para fazê-los funcionar. A 30 MHz, apenas 5W de drive eram adequados para um transmissor AM / CW Classe C.

Como a maioria das válvulas de transmissão de alta potência, elas são válvulas de baixa voltagem e baixa corrente. Muitos amadores no Reino Unido os usaram, mas devido à limitação de licença de apenas 150 W de entrada CC para AM e CW, eles usaram uma tensão anódica anormalmente baixa. Quando a operação do SSB se tornou popular, o uso do suprimento de anodo inferior pareceu persistir. O 813 realmente só começa a acordar acima de 1500V e 2,5kV é ainda melhor. Sob a modalidade 100% AM, eles suportam 4kV no anodo durante picos de fala, embora a RCA recomende que o fornecimento de ânodo não exceda 2kV sob este serviço. Na prática, eles ainda não vão piscar com 5kV ou até um pouco mais. Tal como acontece com a maioria dos tetrodos de feixe, a seleção e regulagem da tensão da grade da tela é crítica para a linearidade ideal. Para a saída máxima, eles exigem 750 V na grade da tela. Para contornar a oferta regulada da grade de tela volumosa, vários amadores começaram a experimentar métodos alternativos. O primeiro foi o G2MA, que publicou um projeto usando um único 813, mas teve alguns problemas. Os problemas foram resolvidos por outro amador.

Este foi Richard (Dick) Thornley, G2DAF, cujo indicativo se tornou famoso (ou infame, dependendo do seu ponto de vista) pelo seu novo método radical de fornecer a grade de tela. Infelizmente, muitos amadores não conseguiram ler e digerir o que o G2DAF estava tentando transmitir e eles não seguiram suas instruções ao pé da letra. Consequentemente, o linear G2DAF ganhou um nome ruim. Isso foi injusto, porque o que o G2DAF foi pioneiro tornou-se a base de métodos de amplificação super-linear nos anos mais recentes.

O Siemens 4CX250B.

Amplificador linear G2DAF

O design do G2DAF não requer um fornecimento de polarização de grade ou uma fonte de grade de tela normal, mas fornece um sinal muito linear - se corretamente construído e configurado. Muitas 
das modificações feitas por outros ao projeto original só serviram para convertê-lo em um amplificador 'splatter-box'. Isto foi devido a um mal-entendido do conceito de design.

O conceito é usar um tetrode normal em uma condição de polarização zero com o sinal de entrada alimentado na grade normal. A diferença sutil é que a tensão de rede da tela não é fornecida com uma tensão CC constante. Ele é fornecido com um sinal CC de meia onda senoidal obtido pela correção do sinal de entrada. Conseqüentemente, quando nenhum inversor é aplicado, a grade da tela e a grade de controle estão em zero volts e a válvula é praticamente cortada. Quando um sinal de entrada é aplicado, o retificador de grade da tela fornece uma tensão CC que segue com precisão a tensão da rede de entrada. Isso significa que, quando a válvula é acionada para a entrada máxima da grade, a tensão da rede da tela sobe para um pico. É um tipo de método de modulação de eficiência agora amplamente utilizado na indústria de RF para fornecer amplificação muito linear.

O amplificador G2DAF é bem diferente de um amplificador normal usando um tetrodo de feixe. Em um linear normal, para garantir uma boa linearidade, a corrente do ânodo ocioso precisa ser razoavelmente alta; isso dissipa muito poder. O G2DAF se parece mais com um amplificador do tipo Classe C e, a primeira vez que você o experimenta, demora um pouco para se acostumar com o comportamento do medidor de corrente do anodo. Como a válvula não dissipa nenhuma potência quando não está acionada, a temperatura do ânodo é muito menor e pode ser muito mais alta nos picos do que em um amplificador normal. A eficiência é alta e a saída de energia também é maior do que um amplificador normal usando a mesma válvula. De fato, um único 813 funcionando em um suprimento de ânodo de 2,5 kV desenvolverá facilmente mais de 400 W PEP com boa linearidade a HF em um bom circuito.

No entanto, o sistema de retificação da tela e o capacitor do reservatório são itens críticos para que o amplificador funcione corretamente. A maioria das modificações usa um capacitor de reservatório que é muito grande. Isso retarda o aumento da tensão da tela e também a mantém por muito tempo após o pico ter diminuído.

O G2DAF não utilizou originalmente o 813, ele usou outras válvulas para provar o conceito e só mais tarde o 813 tornou-se a válvula preferida porque eram tão baratas e disponíveis em grandes volumes. Mais tarde, o G2DAF forneceu alguns dados experimentais em um amplificador usando válvulas 4X150 e estes também funcionam muito bem. Praticamente qualquer tetrodo de feixe adequado funcionará, embora alguns sejam melhores que outros, e dará amplo poder com boa linearidade - mas somente se você seguir o circuito como o G2DAF o descreveu.

O retificador de suprimento de tela pode ser uma fonte de problemas se um diodo desfavorável for selecionado. O melhor tipo é um retificador de válvula. Embora hoje nós tenhamos muitos retificadores semicondutores capazes de lidar com as altas voltagens requeridas, nem todos funcionam tão bem quanto os tipos de válvula antiquados.

O artigo original apareceu no RSGB Bulletin em abril de 1963 e é imperativo que este artigo seja estudado antes de tentar construir um linear G2DAF. Embora os artigos de acompanhamento tenham aparecido depois, eles não tinham todas as informações vitais contidas no primeiro artigo.

Um retificador de tela melhorado também foi mostrado, o que deu melhores características de suprimento de tela. Isso usa o circuito duplicador de tensão Cockcroft-Walton, exigindo menos unidade de entrada para funcionar adequadamente. (John Cockroft e Ernest Walton foram dois cientistas da Universidade de Cambridge que dividiram o átomo em 1932. Eles criaram um acelerador de partículas para disparar prótons, os núcleos de átomos de hidrogênio, em um alvo de lítio metálico. Para acelerar os prótons, eles precisavam de um O conceito básico, do artigo da revista RSGB de abril de 1963, é mostrado na Fig. 9.1 e o diagrama de suprimento de tela aprimorado é dado na Fig . 9.2 .

Figura 9.1: Esquema original do conceito G2DAF.

Fig 9.2: Esquema de suprimento de tela aprimorado.

O item crítico é o capacitor do reservatório mostrado desacoplando o pino da grade de tela do estágio do amplificador de RF. Isso deve ser grande o suficiente para desacoplar completamente a grade da tela para sinais de RF, mas não tão grande a ponto de desacelerar a forma de onda de áudio do retificador de tela. Para demonstrar o desempenho típico, o G2DAF forneceu o gráfico mostrado na Fig. 9.3ao usar dois tetrodos de feixes QY3-125, como usado no amplificador experimental original.

Se você se importar em traçar a característica da válvula em relação ao nível da unidade de entrada, descobrirá que o método proporciona um declive de Classe A quase perfeito. Isso ocorre porque a alimentação da tela é sempre de modo a fornecer uma corrente de anodo disponível para colocar o ponto de operação no meio da inclinação da Classe A, mas somente se o retificador de grade da tela estiver corretamente dimensionado. É por isso que o desempenho do IMD é tão bom que é como se o amplificador estivesse executando a verdadeira Classe A, mas sem a baixa eficiência que a Classe A normalmente oferece.

Fig 9.3: Desempenho medido do linear G2DAF.

A partir deste gráfico, a melhoria do amplificador G2DAF versus um tipo convencional da Classe B é claramente evidente. O amplificador é melhor em operação de dois tons, pois é possível obter mais potência de entrada para a mesma potência da unidade de entrada. O G2DAF não deu nenhuma medida do IMD, porque ele não teve acesso ao equipamento de teste necessário. Versões posteriores foram medidas e fornecem resultados aceitáveis ​​em comparação com amplificadores de triodo de grade aterrados. Normalmente, os produtos de terceira ordem são praticamente os mesmos, mas a quinta ordem e superior são melhores.

O esquema original do linear G2DAF é dado na Fig . 9.4 .

Fig. 9.4: Esquema original do amplificador G2DAF.

As partes importantes são a maneira pela qual a tensão retificada da rede é filtrada, e é aí que a maioria dos problemas alegados com o amplificador G2DAF surgem. Muitos construtores entendem mal o modo como a tensão da rede deve se comportar. Conseqüentemente, eles usam valores inadequados e, em seguida, o amplificador gera splatter, porque o fornecimento não está funcionando corretamente. O anterior amplificador G2MA usa uma abordagem semelhante, mas Dick Thornley fez a inovação na eliminação do suprimento de tela usando métodos convencionais.

A constante de tempo da suavização é fundamental para obter a forma de onda correta. Na 
Fig 9.4 a saída do segundo ddo rectificador tem uma 22k Ω resistência para a terra para formar um caminho de purga para a descarga dos condensadores de alisamento. Os capacitores de suavização consistem em três capacitores de desacoplamento conectados ao terra. Cada grade da tela da válvula possui um capacitor de 1nF mais o retificador possui outro capacitor de 5nF, perfazendo um total de 7nF. O 22k ΩO resistor com estas tampas forma uma constante de tempo que permite que a tensão CC siga corretamente a forma de onda de entrada RF instantânea, exatamente como um estágio de detector AM, que é o que é. Se o resistor tiver um valor muito alto ou se os capacitores estiverem muito altos, a tensão CC não seguirá fielmente a forma de onda de entrada. Os valores mostrados fornecem uma freqüência de corte de cerca de 6,5kHz, que é cerca de duas vezes o máximo do sinal de fala normal. Se esta constante de tempo for muito longa, a tensão CC manterá a tensão de pico por muito tempo, ou não aumentará com rapidez suficiente, e haverá respingos.

Uma versão moderna alternativa do G2DAF Linear

Uma melhoria que pode ser feita é adotar o método do resistor de grade passiva em vez de um circuito de entrada sintonizado. Usando este método, o poder de condução precisa ser maior e isso também fornece uma melhor linearidade do esquema de retificador de tela. O G2DAF mencionou isso quando a válvula 4X150 de alta perviedade foi testada. Ele usou um resistor de entrada com derivação para obter uma tensão retificadora maior e uma voltagem de acionamento da grade mais baixa. Hoje, um esquema possível seria um transformador de linha de transmissão de ferrite de banda larga (tipo Ruthroff) e um aumento de 2: 1 na tensão de acionamento para o fornecimento de rede de tela. Um possível circuito é mostrado na Fig . 9.5 . V1 pode ser qualquer uma das válvulas populares.

Fig 9.5: versão moderna alternativa G2DAF.

A entrada do inversor é aplicada diretamente na grade por meio de um capacitor de bloqueio. Um transformador de impedância 4: 1 de ferrite de banda larga (T1) transforma o 50 Ω na entrada até ~ 200 Ω e, portanto, neste ponto a tensão de RF é duas vezes a tensão da rede. O retificador de meia onda, composto de D2, D3 em série (para obter PIV suficiente para os diodos usados), alimenta a rede de fornecimento de telas. Esses diodos precisam ser diodos rápidos, preferencialmente tipos Schottky. O medidor M1 mede a corrente da grade de tela. R4, R5 e C5, C6 fornecem a constante de tempo da tensão de rede da tela.

A 220 Ω resistência (R1) na saída do 4: 1 transformador termina o transformador e também reflecte de volta através do transformador para dar um ~ 50 Ω partida para a fonte de accionamento. Este resistor precisa ser classificado para a potência total da unidade e deve ser um tipo de baixa indutância. Ele pode ser composto de vários resistores de valor mais alto em paralelo para atender ao nível de potência necessário. O transformador T1 deve ser enrolado em um núcleo toroidal de ferro em pó para adequar-se à freqüência de operação. Um tipo de alta frequência Mn-Zn, como uma mistura 4C65, seria apropriado.

Durante os períodos de recebimento, um pequeno transformador (T2) fornece um corte negativo para a grade de V1 para garantir que ele não gere ruídos. O contato de relé RY1 está aberto no recebimento e em curto na transmissão. O medidor de corrente da rede (M2) exibe a corrente da rede. O diodo D4 fornece o sinal ALC para a fonte de acionamento para garantir que o estágio não seja sobrecarregado.

Outros métodos de modulação de eficiência

O amplificador G2DAF provocou outros experimentadores para realizar uma investigação mais aprofundada sobre este tipo de amplificador. Alguma dificuldade foi experimentada em obter a proporção correta de entrada de unidade para a tensão da grade de tela para atender às diferentes válvulas. Uma solução foi usar um método ligeiramente diferente. Isso usava uma válvula reguladora em série para fornecer a grade de tela a partir de uma fonte CC, como no projeto G2MA original. Esta foi uma modificação do sistema de válvulas de porta ou de fixação da série usado para amplificadores Classe C para CW.

Neste método, o drive de entrada é retificado e usado para fornecer uma tensão CC negativa. Uma válvula de braçadeira usando um tetrodo de feixe, freqüentemente amarrado como triodo de alta potência, é usada para manter a grade de tela em baixa tensão através de um resistor com conta-gotas alimentado a partir do suprimento anódico normal ou de um trilho de alimentação inferior. Em condições de chave, a tensão da tela é fixada em um nível baixo, de tal forma que a válvula de saída consome muito pouca corrente anódica. Quando a chave está abaixada e a portadora completa é aplicada à rede, a tensão retificada negativa agora inclina a válvula de braçadeira e a tensão da tela sobe para a tensão normal. O circuito básico é mostrado na Fig . 9.6 .

Fig 9.6: Circuito da válvula de fixação.

O esquema da válvula de braçadeira mostrado tem duas válvulas extras além da válvula de amplificador de RF normal V1. V2 é a válvula de fixação e é fornecida com corrente anódica da alimentação do ânodo principal para V1. A resistência R2 define a tensão da grade da tela em V1 quando a válvula de fixação não está mantendo a tensão baixa. A rede 1 de V2 está conectada à tensão de rede de V1 quando a chave está na posição CW ou à saída de uma segunda válvula V2, que fornece um sinal CA fornecido pelo circuito amplificador de fala, quando a chave está em a posição do telefone. Ao mudar para a posição Phone, a função da válvula de fixação é desativada e o áudio é alimentado para a grade de tela, girando-a em torno do ponto nominal de polarização. Isso serve para formar um modulador AM simples. (Nos anos posteriores isso se tornou conhecido como modulação de porta série. Hoje é o principal método usado para eliminar a não-linearidade em amplificadores de potência de estado sólido quando o sinal de entrada complexo está variando em amplitude.

Não é preciso muito para converter esse tipo de circuito em uma maneira de balançar a tensão da grade da tela para cima quando o sinal de entrada estiver aumentando em nível. O sinal da grade de V1 é retificado e o diodo fornece uma tensão negativa para influenciar V2, conforme o original. O V3 pode ser dispensado ou usado para auxiliar na regulação de tensão do suprimento de grade da tela. Em adaptações posteriores, V2 foi alterado para uma válvula reguladora de série e acionado com uma tensão retificada positiva. Ao escalonar a tensão de saída regulada do retificador ou do regulador de tela, a linearidade pode ser otimizada. O escritor usou este método durante vários anos para controlar um QQV06-40 para 2m SSB e deu excelentes resultados. A tensão de entrada retificada serve como a tensão de referência de uma fonte regulada em série de alta tensão.

Hoje existem muitos dispositivos MOSFET de alta voltagem adequados que se adequam à aplicação em um tipo de fornecimento de tela de regulador de derivação variável. Todo o sistema de controle pode estar em estado sólido e ajustado em teste para encontrar a proporção correta da tensão da tela para o nível da unidade de entrada. Tudo o que é necessário é um circuito detector AM linear para amostrar o sinal do drive de entrada e um amplificador operacional para o controle DC do drive do gate MOSFET. O gravador usou esse circuito para um transmissor de baixa potência usando uma válvula 6146 para gerar uma modulação AM muito linear para um amplificador de teste de 80m para avaliar o desempenho do IMD em amplificadores de alta frequência.

10: O Amplificador de Rede Aterrada

O uso do amplificador de rede aterrado usando válvulas tríodo ( Fig. 10.1 ) é uma topologia popular 
para muitas frequências operacionais diferentes. Uma válvula triodo quando configurada como um amplificador de cátodo aterrado sofre de uma grande desvantagem. A grande capacitância inerente (Cag) que existe entre o ânodo e a grade causa feedback indesejado do sinal. Se estiver na fase correta, isso fará com que a válvula oscile. Para evitar isso, aterrar a rede e usar o cátodo como terminal de entrada resolve o problema em 90% dos casos. Há sempre algum outro mecanismo que pode causar feedback, então, geralmente, a construção física do amplificador é projetada de forma a minimizar isso.

Fig 10.1: Topologia de rede aterrada.

Ganho Potencial

A válvula acionada por catodo tem um potencial de ganho muito menor do que um amplificador acionado por grade de cátodo aterrado. Isso ocorre porque as correntes de entrada e saída estão em fase, enquanto no amplificador acionado por grade elas estão 180º fora de fase. A corrente do cátodo que flui para o terra através da impedância da rede de entrada está resistindo ao sinal do inversor de entrada. O resultado é que a impedância vista pela fonte de condução é agora muito baixa. A corrente que está em fase forma um tipo de sinal de feedback negativo e isso, até certo ponto, aumenta a linearidade.

No amplificador acionado por grade, o acionador é apresentado com impedância relativamente alta e, portanto, pode desenvolver uma grande oscilação de voltagem entre o cátodo e a grade, exigindo pouca potência de acionamento. O amplificador acionado por catodo requer uma potência de acionamento muito maior para obter a mesma oscilação de tensão do catodo de grade. O critério de ganho é a potência de saída de RF versus a potência de entrada de RF, de modo que o ganho é menor quando o catodo é acionado - geralmente muito mais baixo!

A transcondutância, no entanto, é a mesma, quer a válvula seja acionada por grade ou por catodo. Onde é necessário alto ganho, o amplificador acionado por rede é a melhor opção. Isso geralmente requer componentes externos de neutralização para contrabalançar o sinal interno de feedback causado pelo anodo para capacitância da grade. Muitas vezes, o ganho menor pode ser útil.

Um amplificador de rede aterrado é inerentemente mais estável, e o cátodo como um terminal de entrada está mais próximo de 50 Ω do que um amplificador acionado por rede. Para amplificadores lineares HF, o driver é normalmente um transceptor com uma potência de saída de cerca de 100 W PEP. Se o amplificador acionado por rede fosse escolhido, a potência de acionamento necessária seria uma pequena fração desse valor. Teoricamente, um amplificador de triodo com cátodo aterrado (acionado por grade), quando não acionado em corrente de grade, requer potência de acionamento zero; só tem que desenvolver a voltagem em alta impedância.

Um amplificador de rede aterrado, portanto, é mais adequado para transceptores 100W PEP, já que a potência necessária para acioná-lo é mais próxima de 100W PEP.

Enviesamento

Na topologia de rede aterrada, o cátodo retorna ao terra através de uma rede ressonante de entrada que pode ser aterrada por RF na extremidade inferior. A grade está em 0V em relação à fonte de alimentação e a tensão de polarização, se necessário, significa que o cátodo precisa ser levantado acima do solo pela tensão necessária para obter o ponto de polarização correto. Se o tríodo exigir, por exemplo, o catodo de grade de –20V para estabelecer a condição correta de operação, significa que o cátodo precisa ser elevado acima do solo para que fique agora em + 20V. Em outras palavras, é o mesmo que um amplificador polarizado com um resistor no cátodo para o terra.

Em pequenos amplificadores de Classe A de sinal que geram uma corrente relativamente constante, este método pode funcionar, mas para um triodo de potência em que a corrente inativa é razoavelmente baixa, mas a corrente de ânodo de pico pode ser alta, um esquema simples de polarização de resistor não funcionará. Se a polarização for + 20V para obter a corrente inativa necessária de, digamos, 50mA, mas a corrente anódica atingir 400mA, a queda de tensão no resistor será oito vezes maior quando a corrente anódica for totalmente acionada. Se o ponto de inatividade for + 20V, a corrente de ânodo total gerará uma tensão de polarização de + 160V. Isto é o mesmo que o catodo de grade de –160V e cortará totalmente a condução. Assim, um método diferente tem que ser usado e isso é mostrado na Fig . 10.2 .

Fig 10.2: Polarização do resistor de cátodo.

A corrente do cátodo flui para o terra através de RB e VR1. O sinal de RF é isolado dos componentes de polarização por um reator de RF e desacoplado ao terra por um capacitor de baixa reatância. O ajuste do VR1 define a tensão do cátodo quiescente e, portanto, a tensão do cátodo da grade. Para cortar a válvula durante os períodos de recebimento, dois contatos de relé são usados, os quais são controlados pela linha PTT. Na transmissão, RY2B é fechado e RY2A é aberto e a corrente do cátodo flui para o terra através do medidor M2. Ao receber os contatos do relé reversos e a tensão de corte de + 50V, o cátodo é puxado até este valor, empurrando a válvula para fora. O resistor R1 é um dispositivo de segurança caso a alimentação de + 50V ou RY2A falhe; a tensão do catodo flutuará até uma alta tensão e desligará a válvula.

Polarização de tensão constante

Se a rede de catodos, em vez de retornar ao barramento de alimentação de 0 V, estiver conectada por meio de um circuito para manter uma constante de + 20V entre o aterramento e o catodo, teremos a solução ideal. Este poderia ser um simples regulador de diodo Zener, como mostrado na Fig . 10.3 . Como a corrente anódica varia, a corrente através do Zener também varia, mas permanece constante em + 20V. É necessário um diodo Zener de alta potência para que funcione quando a corrente do ânodo é alta.

Fig 10.3: Método de polarização do cátodo Zener.

Na Fig. 10.3, a polarização do cátodo é realizada por vários diodos zener de alta potência conectados em série para obter a tensão correta. A polarização de corte é fornecida por um Zener D6 de menor potência, que é selecionado para estar acima da tensão mínima do cátodo para cortar a válvula.

Amplificador de rede aterrado usando tubos de varredura de TV.

Freqüentemente é usado um regulador de derivação de tensão constante quase Zener de alta potência. Isso se comporta como um diodo Zener normal, mas pode lidar com correntes de cátodo de pico muito altas. Normalmente, precisamos ajustar a tensão de polarização para definir a corrente inativa necessária e, como todas as válvulas variam um pouco, essa voltagem precisa ser ajustável em um intervalo. Um circuito adequado é mostrado na Fig . 10.4 .

Fig 10.4: Circuito estabilizador de derivação catódica ajustável.

O bypass do catodo é conectado ao coletor de um transistor NPN Darlington. Este transistor tem o medidor de corrente de catodo na linha de emissor e um contato de relé. O relé é operado pela linha de controle PTT, portanto, é aberto no recebimento e fechado na transmissão. A base do TR1 é polarizada por um diodo Zener e um potenciômetro de baixo valor para ajustar a tensão necessária do coletor. Através do coletor para aterrar um Zener de alto valor e um resistor de alto valor em paralelo são usados ​​para polarização de corte quando o relé PTT está aberto. Toda a corrente do cátodo flui para o terra através do TR1 e do medidor de corrente. O medidor indica a corrente do ânodo mais qualquer corrente da rede. O circuito manterá a constante de tensão definida entre alguns miliampères e 1A de pico.

Triodes de polarização zero

Diversos triodes foram desenvolvidos para eliminar a necessidade de circuitos de polarização. Estes incluem o 811, o 572B e o 3-500Z e são atrativos, pois simplificam o projeto do amplificador. O único problema é que a válvula ainda precisa ser cortada durante a recepção, o que requer uma alta tensão catódica positiva ou uma alta tensão negativa na rede. Se a rede for usada para alimentar a polarização, ela deve ser levantada do terra CC e desacoplada com capacitores de baixa indutância. Se o capacitor de desacoplamento tiver indutância significativa, ele poderá reintroduzir a instabilidade, já que a grade não está mais adequadamente aterrada. O outro problema potencial é que, se ocorrer um flashover, ele pode acabar com os capacitores de desacoplamento e deixar a grade flutuando. Ele irá então oscilar, violentamente se destruindo.

Embora os triodes de polarização zero populares sejam mais simples de usar para polarização, eles geralmente têm cátodos diretamente aquecidos. Isso significa que a corrente do aquecedor e o sinal de entrada de RF devem ser manuseados corretamente (em um cátodo aquecido indiretamente, o projeto é mais fácil, já que pouca ou nenhuma inter-reação ocorre). Isso significa que a corrente de filamento deve ser alimentada no catodo por bobinas de RF de alta corrente, que são uma fonte de problemas. Isso também significa que as duas extremidades do aquecedor devem estar solidamente conectadas com um capacitor de baixa reatância para garantir que ambos tenham o mesmo potencial de RF.

Um circuito de entrada do amplificador de aterramento típico é mostrado na Fig . 10.5 .

Fig. 10.5: Circuito de entrada do amplificador de rede com polarização zero.

O sinal de entrada é transformado na impedância do cátodo pela rede pi C1, C2 e L. Isto passa através de um condensador de bloqueio DC C3 para o terminal do cátodo. Este capacitor (e C4) é composto de dois capacitores de 10nF em paralelo para lidar com o fluxo de corrente de RF alto. A corrente do aquecedor é alimentada através de duas bobinas de alta corrente de ferrite RFC1 e RFC2. O enrolamento secundário do aquecedor é fornecido pelo transformador T1 e o enrolamento é centrado. A grade é flutuada acima do solo através do desacoplamento dos capacitores CG1 e CG2 e permite o monitoramento da corrente da rede com o medidor M2. A deflexão em escala total é ajustada pela resistência R1 e R2 para adequar a sensibilidade do medidor. A polarização de corte é fornecida pelo diodo Zener D1 e pelo relé PTT RY1. Ao transmitir os comutadores do relé PTT para o terra através do medidor de corrente do cátodo M1.

O circuito anodo pi tank é idêntico a qualquer outro tipo de amplificador, por isso não foi incluído. Se o amplificador tiver que cobrir várias bandas, é necessário fornecer redes de entrada para cada banda, que precisam ser selecionadas por um arranjo de comutador de bandas.

Rede de entrada catódica

Em alguns amplificadores de rede aterrados simples não é feita nenhuma tentativa de produzir uma partida de SWR baixa para a fonte de acionamento. Isso geralmente é uma fonte de distorção indevida. O método preferido é usar uma rede de correspondência de impedância para transformar a fonte de condução em catodo. No entanto, isso não é tão simples quanto parece. Houve uma grande confusão e uma declaração errônea sobre este tópico e talvez seja necessário ver o que os especialistas tinham a dizer sobre esse assunto.

William (Bill) Orr, W6SAI, foi engenheiro sênior de design na Eitel-McCullough Valve Company, que também conhecemos como Eimac. W6SAI foi o editor de um popular boletim regular chamado Serviço Amador ( AS ) publicado pela Eimac para amadores. No boletim AS-3, alguns detalhes pertinentes são fornecidos em amplificadores de rede aterrados. Uma versão expandida também foi publicada na QST em agosto de 1961 com os co-escritores Ray Rinaudo, W6KEV, e Robert Sutherland, W6UOV, também engenheiros da Eimac. Isso também aparece no livro ARRL Single Side Band para Radio Amadores. Nesta época, não havia transmissores de estado sólido, portanto, as informações refletem apenas os transmissores / excitadores de válvulas. Como veremos mais adiante, os transmissores de estado sólido são um grande problema para esse tipo de amplificador.

Bill Orr tem isto a dizer sobre os amplificadores de rede aterrados: “ Qualquer estágio de Classe B com terminação única (independentemente do tubo usado) atrai a corrente da grade e da placa sobre apenas uma parte do ciclo de operação (aproximadamente 180º). A impedância de entrada de tal estágio, portanto, não representa uma carga constante. A forma de onda fornecida pelo excitador ao estágio de grade aterrado é muito distorcida na parte do ciclo em que o amplificador retira a corrente da grade e da placa. Embora os valores publicados de 'impedância de entrada' possam parecer atraentes, eles realmente representam apenas o componente fundamental da impedância de entrada (útil para cálculos 'Q' do circuito do tanque). Como a impedância de carga de entrada do estágio de grade aterrado Classe B não é um valor constante, é necessário transformá-lo em uma impedância constante que se assemelhará a 50 Ωdurante todo o ciclo operacional. Isso é melhor feito por um circuito alto C sintonizado colocado diretamente no catodo do estágio de grade aterrado. ”

A implicação desta afirmação é que não é considerada boa prática simplesmente conectar a saída de um estágio de 50 Ω de condução ao cátodo através de um simples capacitor de bloqueio de CC. O resultado será uma distorção grosseira do sinal de entrada e isso simplesmente será amplificado para se tornar um sinal distorcido ainda maior na saída. A outra coisa, que talvez não seja óbvia na afirmação de Bill Orr, é que ele estava se referindo a um drive de nível de potência constante no amplificador e observando a distorção sinusoidal da forma de onda de RF naquele nível fixo de acionamento. E é aí que a maioria dos fatos errados surgiram. Não é possível criar uma rede de correspondência simples que corresponda sempre aos 50 Ωimpedância do excitador quando a impedância do cátodo varia em um intervalo tão amplo. Por alguma razão, tornou-se lenda urbana que uma rede simples pode consertar todas as doenças do amplificador de rede aterrado. Tendo medido o balanço de impedância em várias válvulas diferentes em diferentes níveis de acionamento, posso dizer agora que é impossível fazer uma rede como essa.

Um exemplo servirá para ilustrar o problema da oscilação da impedância da válvula. Há alguns anos, construí um linear de 6m usando os triodos russos GI7-BT e precisava estabelecer a impedância do cátodo sobre a faixa de acionamento de trabalho. Esses dados não foram incluídos na planilha de dados, então eu tive que determiná-lo experimentalmente. Um amplificador de teste foi construído e conduzido por uma fonte de acionamento de alta potência muito boa feita pela Hewlett Packard e um acoplador direcional duplo foi usado para amostrar a amplitude e a fase do sinal de entrada. A partir disso, consegui medir a impedância à medida que o drive era variado. No acionamento de 1W, o cátodo exibiu uma impedância de mais de 600 Ω e a corrente da rede foi muito baixa. Em 5W a impedância foi de 150 Ωe a corrente da rede foi de 50% do máximo seguro de acordo com a folha de dados. A 10W a corrente da rede atingiu o valor máximo, com uma impedância abaixo de 30 Ω .

O uso de um circuito tanque ressonante no cátodo fornece o efeito volante e isso restaura a forma de onda transportadora de volta a uma verdadeira forma sinusoidal. A partir de medições feitas no laboratório Eimac em vários tipos de válvulas, eles mostraram que, independentemente do tipo de válvula usada, todos tiveram melhor desempenho com a rede catódica do que sem ela. Geralmente, uma melhoria na potência de saída de cerca de 5% foi alcançada com menos potência de acionamento e menores valores de IMD. Ele também mostrou que a correspondência com o excitador foi menos crítica e não precisou de comprimentos específicos de coaxial entre o excitador e o amplificador para obter uma boa combinação de SWR baixa. No entanto, todos os testes foram feitos com um driver de alta potência Classe A de alta qualidade, que foi fortemente amortecido com carga resistiva, e foi amplamente imune a efeitos de incompatibilidade. Um transmissor SSB médio, que não foi nomeado no relatório, quando substituído como o excitador foi observado para ser inferior ao estágio de motorista especial. Isto foi para o equipamento da válvula como o excitador ou a fonte de condução.

Drivers de estado sólido e amplificadores de grade aterrados

Se avançarmos rapidamente cerca de 50 anos, todos os modernos transceptores de alta frequência são de estado sólido e estes são completamente diferentes na forma como eles lidam com cargas incompatíveis. Eles podem ser extremamente sensíveis a cargas inadequadas e particularmente reativas. Os excitadores de válvulas anteriores, com um tanque pi e um par de 6146 válvulas, não sentiam nada quando uma carga fraca era conectada. O operador poderia ajustar o afinamento do ânodo e os capacitores de carga para compensar a carga reativa da antena, desde que o SWR não fosse muito alto. Muitas vezes, um SWR tão alto quanto 3: 1 poderia ser feliz e, em alguns casos, até 5: 1. Se a antena SWR for mais alta do que isso, um ATU normal resolveria o problema com pouco barulho.

Os transmissores de estado sólido modernos estão em grande desvantagem quando se trata de acionamento de amplificadores de rede aterrados, porque o amplificador apresenta uma carga que varia em uma ampla faixa, conforme o nível de energia varia. Embora eles geralmente tenham um ATU embutido, isso não ajuda em nada.

Se o modo utilizado for AM, então, até certo ponto, o problema é aliviado, pois a impedância não varia em grande quantidade, porque o nível de portadora constante faz com que a impedância do cátodo seja mais constante. Mas o SSB varia de zero até o valor máximo.

Uma antena que é incompatível pode ser feito para olhar como um bom 50 Ω carga pelo ATU, para que o transceptor está feliz. Mas a impedância de entrada do amplificador de aterramento não se comporta como uma antena. O SWR da antena é constante, não importa qual seja o nível de potência. A impedância do amplificador de rede aterrado varia de quase um circuito aberto em níveis de acionamento muito baixos e, à medida que o inversor é aumentado, ele começa a cair para um nível mais baixo. Quando a válvula começa a puxar corrente pesada da rede, a impedância cai para um valor muito baixo. Em um nível de unidade muito específico, ele se aproximará de uma correspondência quase perfeita a 50 Ω , se a rede de entrada tiver sido configurada corretamente, mas ocorrerá apenas nesse nível de unidade específico. Como um designer de amplificador uma vez comentou sobre o jogo mudando com a unidade,“É como tentar acertar um pombo de barro em vôo. A maldita coisa está sempre se movendo!

E esse é o problema com os transceptores de estado sólido que temos hoje. O ATU pode compensar a condição de incompatibilidade de antena estática, mas não pode variar sua correspondência para seguir o nível de potência quando está constantemente mudando.

Curas para variação da impedância do cátodo

Muitas e variadas têm sido as tentativas de estabilizar a impedância de entrada do amplificador de rede aterrado. Se compararmos a topologia do amplificador acionado por grade e acionado por catodo, podemos ver uma possível correção para o problema.

Um método popular de fornecer impedância de entrada constante para a topologia acionada por rede (cátodo aterrado) é dispensar o circuito sintonizado e substituir um resistor de carga de baixa indutância. Se este resistor é escolhido para ser ~ 50 Ω e o excitador é conectado diretamente a ele através de um capacitor de bloqueio DC para que ele não perturbe a condição de polarização, o excitador está efetivamente fornecendo uma carga falsa. A oscilação da tensão da rede é puramente uma função da potência de condução de RF. Essa técnica é comumente chamada de rede de rede passiva .

O método de entrada de rede passiva é atraente, pois elimina os componentes de ajuste necessários para cada banda e permite a operação em qualquer frequência necessária. A rede anódica, obviamente, não pode ser tratada da mesma maneira e a cobertura é puramente limitada pela rede anódica. A desvantagem da rede de rede passiva é que ela precisa de uma potência de acionamento muito maior para obter a oscilação necessária de tensão do catodo de rede. No entanto, com um driver PEW de 100W, isso normalmente não é um problema. Ele precisa da maior parte da potência de saída disponível do excitador para acionar a válvula até a saída total e, como tal, significa que não precisamos encontrar uma maneira de reduzir muito a potência da unidade. O resistor de grade, é claro, dissipa alta potência, por isso precisa ser escolhido corretamente. A rede aterrada e o amplificador de rede passivo precisam da mesma potência de acionamento,

Eu estava envolvido em um problema de design há alguns anos para um sistema militar de rádio de salto de freqüência. Ao pular sobre uma faixa larga de freqüências é impossível fazer uma antena que apresente um SWR baixo em todas as freqüências e ainda irradie eficientemente. (Algumas antenas de banda larga que parecem ter SWR baixo em uma largura de banda considerável são devidas a resistores de carga para absorver a potência incompatível e, como tal, irradiam apenas uma parte da energia fornecida a eles, em alguns casos, apenas 30%). O único item que tem um ROE constantemente baixo é uma carga falsa! Tentamos fazer uma ATU adaptativa que sempre apresentasse um SWR razoavelmente baixo ao transmissor e, na verdade, conseguimos aproximar-nos de um sistema viável após cerca de dois anos de esforço. Mas a velocidade do salto foi de apenas quatro saltos por segundo.

No caso do amplificador acionado por rede, o nível do drive pode ser reduzido significativamente usando um transformador de banda larga para aumentar a impedância do driver para a rede. Se um transformador de 4: 1 for usado, os 50 Ω do excitador serão transformados em até 200 Ω e a tensão do inversor será duplicada. Esta é uma boa solução se você tiver apenas um transmissor de 10 ou 20W, mas infelizmente não funcionará para o amplificador de rede aterrado.

Esta correção foi usada em um amplificador linear feito pela Heathkit. No linear SB-230 
( Fig. 10.6 ), o Heathkit usa o triodo de grade aterrada, resfriado por condução, Eimac 8873. O circuito de entrada do cátodo é uma rede passiva puro com um banco de resistências em paralelo para proporcionar uma 100 Ω carga fictícia ligado em derivação em frente do cátodo para o solo. A impedância de entrada do 8873 começa quase como um circuito aberto em baixos níveis de acionamento e cai gradualmente para cerca de 100 Ω na classificação máxima de corrente da rede. Por isso, as duas cargas equivale a uma redução de 50 Ω carga na unidade completa e um 100 Ωcarregar em níveis mínimos de acionamento. Ele tem uma entrada SWR que é cerca de 2: 1 pior e perto de 1: 1 na unidade completa. Isso se adequa melhor ao moderno excitador de estado sólido. A desvantagem é que ele precisa de apenas cerca de 50W PEP para acionar o amplificador para uma saída total de cerca de 600W. (A Eimac fornece um valor de 26W para alcançar uma saída de 587W a 30 MHz. Como a carga falsa absorve cerca de metade da potência do inversor, isso duplica o nível de acionamento necessário.) Consequentemente, é suscetível a dirigir excessivamente por um operador inexperiente.

Fig 10.6: Rede de entrada de cátodo Heathkit SB-230.

O resistor de derivação de cátodo é classificado em 30W e consiste em muitos resistores de composição de carbono de 2W paralelos montados em uma placa de etiquetas. O resistor é feito a partir de 15 x 1.5k Ω ligados em paralelo. Estes têm uma reputação de ser uma potência muito baixa e, muitas vezes, eles são mais resistentes devido ao superaquecimento. Muitos amadores substituíram os resistores originais de composição de carbono de 2W por resistores de filme de metal de 3W mais apropriados, em um esforço para obter alguma dissipação extra. O problema básico, no entanto, é que o operador não está tomando cuidado suficiente com o nível do drive, e muitas vezes eles não têm o ALC ligado ao transceptor. A válvula 8873 precisa, no máximo, de ~ 40W para levá-la à saturação nas bandas de HF mais baixas e o transceptor típico de 100W PEP simplesmente tem muita energia.

Um método melhor hoje seria um resistor dissipável de calor de filme fino encapsulado, como os tipos feitos para resistores de amortecimento em fontes de alimentação comutadas. Estes estão disponíveis em dissipação de até 500 W e são de baixa indutância. Um tipo de pacote TO-220 é classificado com dissipação de 50 W e 100 Ω é um valor muito comum para resistores de amortecimento. Alguns desses resistores funcionarão felizes até pelo menos 1 GHz e exibirão quase zero de indutância nessa freqüência.

Uma cura abrangente para o SB-230 seria inserir um atenuador de energia entre a entrada e o cátodo para dissipar o excesso de potência do inversor e estabilizar a entrada Z. Um atenuador 3dB / 50W seria apropriado, com o ALC conectado ao transceptor para controlar o nível absoluto da unidade.

Matriz do resistor de catodo Heathkit SB-230, mostrando os danos típicos que podem ser causados ​​pelo excesso de direção (foto: Rad, ZS6RAD).

Problemas de instabilidade

Embora a conexão da válvula na rede aterrada reduza radicalmente o valor efetivo do anodo para o mecanismo de feedback da grade, isso não é totalmente eliminado. A capacitância de saída de uma válvula de rede aterrada é de fato o capacitor mostrado como Cag na Fig . 10.1 . Isso também é verdade para uma válvula de grade de tela; a capacitância de saída está entre o anodo e a grade da tela. Portanto, se o aterramento de RF da grade não for 100% eficaz, a corrente de saída de grande circulação fluindo nessa interface fará com que uma tensão de RF correspondente apareça através da interface de grade-catodo. Se a rede estiver aterrada em corrente contínua, isso normalmente fornece impedância suficientemente baixa para evitar realimentação.

Em alguns triodos UHF e microondas, o ganho potencial pode ser muito alto em freqüências mais baixas. Embora o valor efetivo de Cag seja baixo, não é zero. Se calcularmos a reatância do valor de Cag em diferentes freqüências, poderemos ver o problema em potencial.

O triodo Eimac 8873 é uma válvula bastante delicada (e cara). A dissipação máxima da rede é de apenas 5W, a dissipação máxima do anodo é de apenas 200W. O 8874 e o 8875, que são eletricamente idênticos e diferem apenas no método de resfriamento anódico, têm uma dissipação de anodo de 400W e 300W, respectivamente. O 8873 não é, portanto, muito melhor que um único 572B. Uma válvula de substituição - se você é capaz de encontrar um, como eles não foram feitos há anos - não vai ser barato. Os preços atuais (2017) estão em torno de US $ 400 a US $ 600 para as válvulas genuínas Eimac NOS. Fique bem longe das válvulas usadas!

Efeito da capacitância de feedback da grade anódica

Suponha que a válvula seja operada com alguma frequência baixa, como 80m. O valor de Cag para um triodo como o 3-500Z quando operado em malha aterrada é dado como 0,07pF na folha de dados Eimac. A capacitância do ânodo de grade é de 4,7pF. Na operação do cátodo aterrado, o valor de Cag é, portanto, de 4,7 pF e a capacitância de saída da válvula sozinha é, portanto, de 0,07 pF. Os dois capacitores trocam de posição quando a topologia é alterada. A capacitância de grade-catodo permanece a mesma em 8.3pF, não importa qual topologia é usada.

Em 3.5MHz a reatância de um capacitor de 0.07pF é muito alta, é cerca de 650k Ω , o que é bastante insignificante. No entanto, não devemos perder de vista o fato de que a capacitância interna da válvula não é a única fonte possível de feedback em torno da válvula. A válvula será montada em um soquete e está muito próxima da peça de metal que a abriga. Correntes de terra alta existem em algumas partes do chassi de metal e se isso tiver uma alta resistência ao efeito de pele, as correntes grandes induzem voltagens em outras partes do circuito do amplificador.

Um mecanismo de feedback clássico é através da bobina do tanque anódico. Muitas vezes isso é montado perto das paredes verticais do compartimento do ânodo. Dois fatores entram em jogo. Se a bobina for montada a menos de dois diâmetros de bobina, longe de uma superfície metálica condutora, correntes de correntes parasitas consideráveis ​​fluem neste metal. Isso se comporta como uma bobina de curto-circuito e severamente "de-Qs" a bobina, levando a maior perda e menor potência de saída. As correntes parasitas são grandes correntes fluindo dentro do metal e induzem voltagens em outras partes do chassi do amplificador por acoplamento magnético, similar aos enrolamentos primário e secundário do transformador. Se não for evitado ou bem controlado, isso pode causar problemas.

Alguns amplificadores amadores são construídos usando chassis de aço banhados, devido à penny pinching pelos fabricantes, e exibem estranhos efeitos de loop de terra. Um modelo em particular tem uma má reputação de ser quase impossível de domar por causa dessa escolha de material. Ele precisa de grandes tiras de ligação de cobre para domar completamente o amplificador. Um amplificador correspondente feito por outro fabricante, usando as mesmas válvulas, tem um layout físico quase idêntico e este amplificador não sofre dos mesmos problemas. Este amplificador usa um chassi de alumínio.

Esses dois fatores extras podem aumentar radicalmente o real feedback da grade de ânodos. Se o terminal da rede de válvulas variar de tensão devido ao alto fluxo de corrente de anodo aplicado, isso pode causar instabilidade. Muitas vezes, as tiras de aterramento para os pinos da grade apresentam alguma indutância e também são capazes de fornecer o sinal de feedback necessário para iniciar a oscilação.

As regras básicas para garantir a oscilação são bem compreendidas. Dois critérios principais precisam ser satisfeitos: primeiro, o ganho do dispositivo deve ser maior que 1 e o sinal de feedback deve estar em fase com o sinal de entrada. Se ambos os critérios forem atendidos, o dispositivo irá oscilar em alguma freqüência, determinado pela indutância e capacitância no circuito.

Muitas vezes, a válvula não oscila na freqüência de operação, mas em alguma outra freqüência em que as tiras de aterramento e a capacitância individual e dispersa satisfazem um efeito ressonante. Na maioria dos casos, a frequência em que isso ocorre é muito maior do que a freqüência para a qual o amplificador foi projetado e, muitas vezes, na região de VHF.

Oscilação parasitária

Essas oscilações espúrias são comumente conhecidas como oscilações parasíticas e podem ser um problema sério para alguns tipos de válvulas. Se examinarmos as características de uma válvula típica, o Eimac 3-500Z, descobrimos que o Eimac fornece condições operacionais de até 110MHz na saída quase total. Todos os dispositivos tendem a cair em ganho à medida que a frequência aumenta. Em semicondutores, temos um fator chamado f max , que é a freqüência em que o ganho caiu para 1. Qualquer freqüência acima de f maxé incapaz de sustentar a oscilação. As válvulas geralmente não são classificadas dessa maneira, mas podem ser inferidas na maioria dos casos, se não estiverem indicadas na folha de dados. Por exemplo, o triodo russo GI-7BT na folha de dados fornece classificações de saída de energia para CW e operação pulsada auto-excitada. No comprimento de onda 18,5 centímetros (1,6 GHz), é avaliado em um mínimo de 40W de saída e em 10 centímetros (3 GHz) sob dever pulsada que é avaliado a 12 kW por 3 μ s comprimento de impulso. (A propósito, sob operação de pulso auto-excitada é pulsada com um suprimento de ânodo de 9kV e ela retira 7,5A de corrente de cátodo, então é uma válvula bastante agressiva.) Assim, podemos estimar que ainda terá algum ganho útil em 6GHz um amplificador normal e provavelmente maior. O f max O triodo de 3-500Z é provavelmente de cerca de 500MHz, a julgar pelas características, de modo que, em qualquer lugar até essa frequência, pode haver problemas de oscilação parasitária.

As oscilações parasitas não são exclusivamente um problema apenas com circuitos de rede aterrados. Uma das principais razões para escolher a rede aterrada é porque ela normalmente não precisa ser neutralizada, mas sempre há exceções à regra. Alguns dos piores amplificadores com efeitos parasitários são os tipos de aterramento, simplesmente porque não há ajuste neutralizante para corrigir o efeito.

Qualquer amplificador, se as condições do circuito permitirem, pode sofrer com este problema. Geralmente, oscilações parasíticas podem ser reduzidas ou completamente eliminadas pelo uso de anti-parasitas (APCs) que são instalados no ânodo e outros terminais para desencorajar os efeitos ressonantes indesejados. Em muitos casos, isso é simplesmente um indutor de baixo valor desviado por um resistor de baixo valor para o circuito de -Q. Eles são instalados o mais próximo possível do terminal, com comprimento zero de chumbo. Uma imagem de um APC típico para um anodo 6146 é mostrada acima. O resistor de composição de carbono de 2W normalmente usado sofre da alta temperatura a que estão expostos e, ao longo de um período, tem um valor maior. Em aplicações de baixa potência, um APC adequado é um resistor de 5W enrolado em fio de cerca de 22 Ω a 47 Ω. Isso elimina o enrolamento de um indutor quando o fio de resistência forma o indutor. O resistor de cabo enrolado é superior à técnica normal, pois pode suportar melhor a alta temperatura e o custo é menor.

O outro fator a ter em conta é que, embora o fabricante na folha de dados forneça os valores de capacitância entre os eletrodos, essas medições são feitas em baixa freqüência para facilitar a obtenção de uma medição precisa. Eles geralmente são executados em uma válvula fria em um dispositivo especial blindado para minimizar os efeitos da capacidade de dispersão. Não se pode presumir que esses valores de capacitância sejam verdadeiros para freqüências mais altas. Os fios internos que suportam as várias partes da válvula são usados ​​para transportar as correntes dentro da estrutura e sair da base para as conexões. Qualquer fio, se for relativamente longo e fino, tem uma indutância significativa. Em alguma alta freqüência, com a capacitância inter-eletrodo, ela entrará em ressonância.

Choque antiparasitário para anodo da válvula 6146.

RF Choke problemas

Quando um amplificador é projetado, é imperativo examinar cada componente selecionado com muito cuidado para determinar se ele possui propriedades ressonantes espúrias indesejadas. Isso é particularmente importante para qualquer bobina de RF usada para alimentar correntes de suprimento. No amplificador de grade aterrado clássico usando zero triodes polarizados, a área que freqüentemente causa problemas é o engasamento de filamentos, já que estes carregam alta corrente e são conectados em derivação com o sinal de entrada. Estes também podem ser fonte de perda e absorver uma boa quantidade de energia da unidade, se escolhida incorretamente. Se a temperatura do afogador exceder a temperatura de Curie do material de ferrite, a indutância cai para um valor muito baixo.

O tipo de choke que mais sofre problemas é a variedade de ferida bifilar, já que ambos os enrolamentos estão em uma vareta comum de ferrite. Não deve ser esquecido que os indutores, quando conectados em paralelo, têm uma indutância líquida menor: eles se comportam como resistores em paralelo. Assim, cada estrangulamento precisa ter o dobro da indutância necessária quando em circuito e em paralelo. Com o amortecedor bifilar, também tem o dobro do efeito de aquecimento em comparação com um par de bobinas individuais, porque a mesma corrente de aquecedor flui em cada enrolamento. A saturação magnética da corrente do aquecedor também é duas vezes maior. Isso pode empurrar o estrangulamento sobre o penhasco com menos aumento de temperatura.

O outro choke de RF mais significativo é o choke de alimentação do anodo na rede normal do tanque pi. Isso é comum a todos os amplificadores desse tipo, sejam eles grades aterradas ou outras topologias de circuitos. O anodo RF choke tem que suportar uma tensão de RF muito alta e também transportar uma quantidade substancial de DC para alimentar o ânodo. A indutância deste afogador tem que ser alta o suficiente para impedir, ou pelo menos reduzir a um valor baixo, a corrente alternada que flui para o terra, induzida pela alta voltagem de RF através do ânodo para o terra.

Quando acoplado em paralelo com o anodo para capacitância de aterramento, a indutância do indutor pode ser trazida à ressonância paralela, de modo que pareça se comportar como um valor muito alto de resistência ao aterramento. Em um amplificador de banda única, isso é simples de organizar. No entanto, em um amplificador de banda larga de alta frequência, isso é quase impossível de ser alcançado para todas as bandas montadas. Consequentemente, verifica-se frequentemente que uma perda elevada ocorre neste componente nas bandas de frequência mais baixas e o calor gerado causa problemas. Em muitos casos, ao inspecionar um amplificador, o fio de esmalte usado para enrolar o afogador é descolorido e, às vezes, completamente queimado em alguns lugares. Se o adjacente ficar curto, a perda aumenta drasticamente e uma queimadura geralmente ocorre, tornando o afogador irreparavelmente danificado.

Como experiência, uma válvula Eimac 4CX250 foi configurada em um soquete SK-600 e conectada a um Vector Network Analyzer para medir o efeito. Um conector SMA RF foi instalado na base e uma correia de cobre curta e larga conectou o pino central do conector RF ao terminal da grade. O valor da folha de dados da capacitância de grade-catodo é de cerca de 16pF, medido a 1MHz. A reatância de um capacitor de 16pF em 144MHz é ~ 68 Ωe o VNA deve indicar este valor. No entanto, o valor medido foi radicalmente diferente. O valor efetivo foi calculado a partir dos valores R e X exibidos. A 144MHz, a capacitância efetiva caiu para cerca de 8pF, mostrando que a indutância do eletrodo interno estava tendo um efeito. Quando medido a 432 MHz, o catodo de grade não estava mais se comportando como um capacitor, havia passado pela freqüência de ressonância e era indutivo. A medição foi repetida com o aquecedor ligado e algumas mudanças ocorreram, mas não foi muito diferente. Isso mostra que nunca se pode supor que os valores da folha de dados sejam constantes com a frequência.

Posso usar qualquer válvula na rede aterrada?

Essa é uma boa pergunta e, novamente, houve muita controvérsia sobre esse assunto. Bill Orr, W6SAI e seus colegas da Eimac publicaram um boletim de engenharia sobre o assunto. Nele afirmaram que alguns tubos não eram adequados para operação em rede aterrada. Esses tubos possuem estruturas de grade de alta perviedade e, devido à sua construção, podem ser danificados pela alta corrente da rede quando operados em circuitos acionados por catodo. Eles passaram a listar os vários tubos que não devem ser usados ​​em redes aterradas: incluídos nestes foram o 4X150 e suas variantes. As pessoas notaram e aceitaram isso como o verdadeiro estado de coisas.

Mas então fica interessante. Não muito tempo depois, Eimac emitiu outro boletim sobre o assunto em que eles pareciam fazer uma completa face. Eles agora declararam que era aceitável operar alguns dos tubos de alta perviedade na rede aterrada, e eles mencionaram especificamente o 4X150, contanto que o circuito estivesse organizado de uma maneira particular. A correção aparentemente é aterrar em RF a grade de controle e a grade de tela com capacitores de baixa indutância e alimentar os suprimentos CC para essas redes. Isso, alegam eles, aliviou o problema atual da grade alta. O método anterior era aterrar em CC a grade de controle e aumentar a tensão CC do cátodo para obter o ponto de polarização correto. Para o 4X150 que exigia cerca de + 50V de cátodo para o aterramento para operação de Classe B.

Mas não parou por aí. Um ano ou dois depois, eles emitiram outro boletim de engenharia, onde voltaram à opinião número um, na qual afirmaram que a corrente da rede de qualquer magnitude significativa não é uma coisa boa e a malha aterrada não é recomendada. Talvez eles tivessem muitas reclamações de garantia devido a falhas nos tubos - nós nunca saberemos.

Confuso?

Sendo capaz de juntar a história quase 50 anos depois, parece claro que a Eimac ou a nova empresa que emergiu ainda não mudou sua opinião sobre o assunto. Então, os tubos listados ainda são, de acordo com os especialistas, não recomendados para serem usados ​​em redes aterradas.

Na época, o estado de confusão era incrível! Brigas quase eclodiram sobre o assunto e 'Walter' ficou totalmente perplexo e atordoado: ele pode ou não pode? Ninguém poderia lhe dar uma resposta definitiva. Um grupo acenou em torno do boletim número 1, apenas para ser abatido por outro grupo que apresentou o boletim número 2 como prova, e ainda outro grupo conseguiu obter uma cópia do boletim número 3.

Uma luta similar surgiu com o método de resfriamento que Dick Knadle, K2RIW, mostrou para seu amplificador de 70cm usando o 4CX250B. Em vez de soprar o ar de resfriamento através do soquete de fluxo de ar do compartimento da grade, que antes era seu amplificador era o método aceito de resfriamento, ele pressurizou o compartimento do ânodo, jogou fora as chaminés de cerâmica SK-606 e colocou tubos de PTFE no duto o ar para fora da caixa do anodo.

Inicialmente, Eimac tinha sérias reservas sobre essa técnica e deu um grande desconto. No entanto, eles pareciam ter tido uma mudança de opinião e afirmaram que, tendo feito alguns testes adicionais com esse método, estavam felizes em aceitá-lo como uma forma de resfriar a série 4CX250B. Eles pararam de recomendá-lo, eles simplesmente disseram que não havia provas convincentes para dizer que não deveria ser usado. Mais confusão! Quando os especialistas não conseguem concordar entre si, não admira que os amadores humildes estejam confusos; em quem você realmente acredita?

O tempo provou que certas coisas funcionam e outras não e agora existem dados suficientes para ver a madeira das árvores. O sistema de resfriamento K2RIW funciona bem e o 4X150 e seus descendentes não gostam de grades aterradas!

As variantes 4X150 e posteriores, na prática, não se prestam realmente à rede aterrada devido ao projeto dos soquetes de fluxo de ar Eimac. O soquete para usar é o SK-600, que tem os quatro pinos do cátodo flutuando, então você pode amarrar tudo isso junto e dirigir dessa maneira. Mas o pino da grade sai do soquete no centro e não é tão fácil organizar um método de aterramento de indutância realmente baixo. Tudo somado, fica muito confuso e funcionam bem no cátodo aterrado, com amortecimento suficiente da grade. Os transmissores de rádio SSB da Collins Radio usados ​​pela RAF nos anos 70 usaram a 4CX250F / G com um driver de estado sólido de 1 / 2W e deram um bom PEW de 400W em HF e nunca causaram nenhum problema. Como diz o ditado, "se não está quebrado, não conserte" .

Triodes comuns usados ​​em grade aterrada

Vários triodes diferentes foram comumente usados ​​para os amplificadores 'tradicionais' de HF. Todas essas válvulas hoje podem ser consideradas tecnologias antigas, já que todas elas se originaram antes da guerra ou nos anos não muito depois da guerra. Apesar disso, eles oferecem um bom serviço, embora hoje em dia as válvulas mais recentes sejam definitivamente melhores, se mais caras. Dois dos tipos originais são compatíveis com pino-para-pino e podem ser trocados em caso de necessidade. Estas são as séries 811 e 572B, que também estão sob o número de peça britânico T160. Ambos os tipos têm um aquecedor de 6,3V a 4A e uma base de quatro pinos, que se originou na era da válvula retificadora. Dos dois, o 811 é a classificação de potência mais baixa.

811 / 811A

As classificações oficiais para esta válvula são uma dissipação de anodo de 45W e uma tensão máxima de ânodo de 1250V. No entanto, esta é a classificação CCS. A classificação ICAS é um pouco maior, onde a vida útil máxima da válvula não é tão importante. Nesta classificação, a dissipação do ânodo é de 65W e a tensão máxima do ânodo é de 1500V. Em ambos os sistemas de classificação, a corrente máxima do anodo de tom único é de 175mA. A corrente da rede é o máximo absoluto de 50mA para qualquer um dos sistemas de classificação. A grade da série 811 é particularmente frágil se sobrecarregada.

A saída típica de energia no sistema ICAS é de cerca de 160W, ou 120W para o rating CCS. Infelizmente, todas as folhas de dados mais antigas apenas fornecem operação Classe C, mas a eficiência da Classe B parece ser de cerca de 60% em um bom circuito. As folhas de dados mais recentes para o 811A mostram a operação Classe AB 2 a 30MHz, mas os números não se somam: quando calculada, a eficiência é incrivelmente alta.

Vários fornecedores de amplificadores americanos usam o 811A com duas, três e até quatro válvulas paralelas. Eu usei um desses, mas não ficaria tentado a comprar um. Em um concurso local, tivemos um por cerca de duas horas, antes de chorar o suficiente. Fervia uma xícara de café no topo do armário! O velho Collins Radio 30S-1, trazido como backup, funcionava sem falhas durante o período restante do concurso, dificilmente levantando um suor.

572B

Esta válvula é um irmão mais velho do 811 e tem mais dissipação de anodo e pode suportar uma tensão de ânodo muito maior. As versões modernas são feitas pela Svetlana e vários outros fabricantes do Extremo Oriente, embora algumas das versões chinesas pareçam ter um registro irregular de confiabilidade e algumas sejam visivelmente instáveis ​​quando novas.

A dissipação máxima do ânodo é de 160W e a tensão máxima do ânodo é de 2750V. A corrente máxima da rede é de 50mA, igual à da série 811, mas eles não parecem ser tão frágeis. A eficiência do anodo é um pouco maior que a série 811, mas não muito. A tensão máxima recomendada do ânodo em corrente de carga total é de 2,4 kV, mas elas resistirão a mais carga. 3kV parece estar perfeitamente bem para a maioria das válvulas. A corrente livre na polarização zero é de cerca de 45mA com tensão anódica de 2,4kV, mas é bastante variável de válvula para válvula.

A saída de potência típica para a versão Svetlana é de cerca de 300W PEP a 30MHz e a unidade necessária é de 50W, portanto, ela tem um ganho de 6 ou 7,75dB. A corrente máxima do anodo para uma saída de 300W é cotada como 275mA com uma fonte de anodo de 2.4kV. Nesta entrada de potência de 660W, a eficiência do circuito é de 45%. A 80m, a eficiência é de cerca de 50% em um bom circuito de tanque. Não espere ver muito mais do que isso se a válvula estiver operando de maneira linear.

'Plug & Play'

Um grande problema entre o 811 e o 572B é a resistência de carga do ânodo necessária. Embora sejam plug and play nos soquetes, as constantes do circuito do tanque são radicalmente diferentes. Para atualizar um amplificador que atualmente usa a válvula 811 para o 572B, é necessário fazer grandes alterações não apenas nos valores do circuito do tanque pi, mas também no fornecimento de energia. O suprimento de ânodo de 1250 V para o 811 é muito baixo para obter o melhor de um 572B.

Se esta é a maneira que você deseja modificar um amplificador, a melhor opção é usar um 572B para substituir dois 811, mas você precisará quase dobrar a tensão de alimentação. Como muitos amplificadores comerciais usam o método de suprimento de alta voltagem de dobrador de tensão atroz, o único recurso é substituir o transformador de rede ou obter o já existente. Duas válvulas 572B consomem cerca de 1400 W de entrada CC de pico, enquanto as válvulas 811 consomem apenas metade dessa energia, portanto, o transformador de rede realmente precisa ser substituído por algo mais robusto. Uma solução muito mais sensata seria encontrar um comprador para o amplificador 811 e depois comprar um amplificador usando válvulas 572B!

Uma comparação interessante entre o 811 e o 572B é considerar o poder do filamento. Ambos possuem a mesma tensão e corrente de filamento. A dissipação do ânodo do 811 é 65W ICAS e o 572B é 160W. Geralmente, o poder de filamento para válvulas de potência mais altas é maior, já que ele precisa dissipar mais elétrons. A razão pela qual eles são os mesmos é que o 811 ainda usa o projeto de cátodo ineficiente original, mas o 572B posterior usa um cátodo muito mais eficiente para que ele possa expelir mais elétrons para a mesma potência. O mais tardio 3-500Z usa energia de filamento de 75W para dissipação de ânodo de 500W. Se esta tecnologia de cátodo posterior fosse aplicada à válvula 811, ela poderia usar apenas 2.5A.

3-500Z

Esta válvula é uma proposta muito melhor quando você precisa ou quer muita energia. Uma única válvula é boa para pelo menos 700W de potência razoavelmente linear e eles durarão mais que o 811 ou 572B por uma larga margem se você tratar o 3-500Z corretamente. Ele vai ao longo do nível de 500W sem levar qualquer tensão em um bom circuito. É diferente, quando o 3-500Z chegou ao mercado, o 811 e o 572B já eram de meia-idade. Eimac, com a experiência adquirida durante o longo período em que projetou válvulas, acertou em cheio com o 3-500Z. Eles tinham várias válvulas semelhantes antes, notavelmente o 3-400Z que era a cama de teste e a versão 500Z é realmente apenas um 400Z ajustado um pouco à luz das mudanças de produção. O pai grande era o 3-1000Z, com uma dissipação de ânodo de 1kW.

Infelizmente, o 3-500Z não é plug & play para o 811 ou 572B, mas isso não importa.

Como o número da peça sugere, o 3 designa o número do eletrodo triodo e o 500 é a dissipação do ânodo em watts. O Z denota que é um aquecedor de filamento de calor rápido e é um cátodo aquecido diretamente. O soquete também é diferente, sendo um tipo gigante de cinco pinos. Como a válvula tem uma corrente anódica de potencial muito maior, o cátodo é muito maior e isso é refletido na corrente do aquecedor. Ele desenha 14,5A a 5V, então cerca de 75W apenas para alimentar o aquecedor.

O desempenho de alta frequência também é muito superior em comparação com o 811 ou o 572B, que já estão caindo em ganho a 30MHz. O 3-500Z é classificado em até 110MHz com classificação levemente reduzida, e é exibido em seu valor de ganho. Eimac alega até 12dB, mas muitas vezes não podemos explorar isso em grid aterrado e um ganho de 8dB a 10dB é mais realista.

O 3-500Z precisa do soquete e da chaminé corretos para uma operação otimizada. O soquete é o SK-400 ou o SK-410. A última parte é necessária quando a chaminé de vidro opcional SK-406 é usada. Além disso, a tampa superior do ânodo precisa de um resfriador aletado para ajudar a manter essa parte fria.

O outro pré-requisito para que um 3-500Z funcione corretamente é uma boa fonte de alta tensão. Eles realmente não gostam muito menos de 2.5kV e 3kV é uma aposta muito melhor. Como acontece com todos os amplificadores valvulados, as voltagens usadas são assustadoras e potencialmente letais, caso você fique emperrado quando a fonte do ânodo estiver ligada.

Sobre o tema da substituição de válvulas, há alguns anos um amador me trouxe um amplificador comercial antigo que ele comprou recentemente, mas que agora parou de funcionar. Ao questionar o proprietário, ele me disse que havia comprado duas novas válvulas 572B, retirou as antigas e equipou as novas. Tendo colocado tudo de volta, ele descobriu que não funcionava. Nenhum ânodo atual e nenhuma saída. Não demorou muito para descobrir o problema. Os soquetes de quatro pinos usados ​​neste amplificador eram do tipo Bakelite antigo e ficam quebradiços com o calor. Quando as novas válvulas foram inseridas, o proprietário não tomou cuidado suficiente para alinhar os pinos, de modo que eles deslizaram para dentro dos soquetes. Em vez disso, ele os forçou e, no processo, os encaixes quebraram. Os amplificadores posteriores usavam bases de válvulas cerâmicas e não sofriam com o calor,

Série 8873/8874/8875

Veja os comentários anteriores sobre essas válvulas muito caras. Hoje eles são muito escassos e caros, e há melhores opções.

Eimac 3-500Z com a sua chaminé de vidro SK-406.

Válvulas russas

Nos últimos anos, toda uma pletora de válvulas russas se tornou disponível. Apesar do que algumas pessoas pensam, em muitos casos a indústria de válvulas russa estava muito avançada em relação à do Ocidente, mas, com as frias relações entre o Oriente e o Ocidente, não sabíamos disso. (Svetlana era a empresa mais conhecida, mas havia centenas produzindo todos os tipos de válvulas diferentes. Até recentemente, as válvulas Svetlana eram distribuídas nos EUA por uma empresa com sede na Califórnia. Mais recentemente, a empresa parece ter se tornado chinesa, mas a principal A fábrica ainda está em São Petersburgo, na Rússia. Svetlana é o nome de uma menina comum e significa luz ou brilho, como originalmente faziam lâmpadas elétricas.)

Além dos tipos de microondas GI-7BT, não tenho muita experiência com essas válvulas russas. O GI-7BT tem um preço razoável se você pesquisar em geral e tiver bom desempenho em até 2,3GHz.

Eu vi vários amplificadores 572B com eles instalados e eles tiram pontos das válvulas antigas. Uma modificação popular para a série de amplificadores Yaesu FL-2100 é adequar os GI-7BTs. Mas é um empreendimento importante e não deve ser realizado por um construtor de inexperiência. O maior problema é sempre o resfriamento: as séries Gi7-bt são válvulas de pulso de radar e são capazes de energia insana quando pulsadas. A folha de dados oficial, se você puder encontrar a correta em russo, fornece os detalhes corretos (os traduzidos geralmente têm erros). Tive a sorte de adquirir uma folha de dados russa genuína e uma senhora russa casada com um amigo traduziu para mim. Então fez sentido!

No serviço de radar a 3GHz, o GI-7BT é avaliado em 12kW de potência de pulso mínima para 3 µs comprimento do pulso. Para este dever é pulsado com 9kV e extrai 7,5A de corrente catódica. Para operação em CW a 1,6 GHz, ela é classificada com um mínimo de 40 W de saída com uma tensão de anodo de 1,05 kV e é classificada em corrente de cátodo de 600 mA. Na prática, com 2,5kV no ânodo e chegando a 450mA, eles fornecerão uma potência de 2m e 70cm em um bom circuito - se você puder mantê-los frescos. No serviço de pulso curto por radar, o ar mais frio é adequado, mas para operação em CW eles realmente precisam de algo melhor. Minha adaptação foi para fazer resfriadores de líquidos e eles podem realmente ser pressionados na CW. Como a maioria das válvulas, elas devem ser mantidas abaixo de 200ºC e preferencialmente não acima de 100ºC. Com o resfriamento por líquido, isso é fácil com fluxo suficiente pelo resfriador. Meu amplificador de 6m opera duas válvulas Gi7-bt em paralelo e oferece mais de 1kW com facilidade e o refrigerante nunca excede os 60ºC. Pelo preço de uma válvula 572B eu posso comprar cerca de cinco válvulas GI-7BT.

Triodo russo GI-7BT com o adaptador de refrigeração líquida e o radiador original refrigerado a ar.

Os soquetes para essas válvulas usam uma técnica coaxial e eles realmente devem ter anéis de aterramento da grade do porta-malas. Mas eles podem ser solidamente montados contanto que você tome cuidado para não estressar a parte do ânodo. O resfriador de ar é facilmente removido e isso deixa um pino de cobre com rosca M6 ao qual você pode conectar outro tipo de resfriador. O pino de cobre não deve ser apertado demais, pois tira os fios.

A questão do resfriamento líquido é abordada no Capítulo 13.

O filamento / aquecedor está classificado em 12.6V AC ou DC e desenha cerca de 2A. É um cátodo aquecido indiretamente, mas em comum com a maioria dos triodos de microondas, o cátodo e uma extremidade do aquecedor compartilham o pino do cátodo. O menor pino é a outra extremidade do aquecedor e o próximo maior é o catodo. O maior cilindro é o terminal da grade.

Para operação VHF / UHF, a condução do cátodo não é difícil com a rede de correspondência correta. Os detalhes do amplificador de 6m que eu construí estão contidos no RF Design Basics [1] , que cobre todos os fatos construtivos necessários. Há também projetos de amplificadores de micro-ondas que escrevi para o Microwave Projects 2 [2] , com métodos adicionais de resfriamento.

Tendo cantado os louvores do 3-500Z, sinto que é necessário avisá-lo que estes não são válvulas baratas! O preço mais recente que consegui encontrar foi a marca de US $ 200 para uma nova versão chinesa, e alguns deles têm uma reputação quadriculada. Mas eu também estou ciente de pelo menos dois amplificadores que têm o Eimac 3-500Z original com mais de 30 anos no relógio sem uma substituição de válvula. Eles estão um pouco abaixo no poder, mas longe de serem extintos.

11: Design da fonte de alimentação

A fonte de alimentação de qualquer amplificador de válvula é uma parte importante do projeto. O 
tipo de válvula usado determinará o que a fonte deve fornecer e as tensões e a corrente necessárias. Para um amplificador triodo, apenas dois suprimentos principais serão essenciais: o suprimento de filamentos e o suprimento de ânodos. Partes auxiliares do amplificador podem exigir outros suprimentos, por exemplo, pode ser necessário um fornecimento de polarização de rede para corte e quase certamente uma fonte de baixa tensão para relés etc.

O fornecimento de filamentos é geralmente uma fonte de CA simples usando um enrolamento secundário de baixa tensão no transformador principal. O fornecimento de polarização da rede é geralmente uma fonte de corrente baixa com uma tensão negativa menor que –150V. O fornecimento de relés também é uma fonte de corrente baixa e um retificador DC simples e um capacitor de suavização é tudo o que é realmente necessário. O regulamento de tensão para o fornecimento pode ser bastante solto sem causar problemas.

A fonte de alta voltagem do ânodo consumirá a maior parte da energia de entrada CA e geralmente é um tipo simples não regulado que se move um pouco quando a voltagem principal e a corrente do ânodo variam. Muitos amplificadores comerciais tendem a usar o tipo de fornecimento de alta tensão Duplicador de tensão de onda completa (Delon), que não é a melhor opção quando é necessária uma boa regulação de tensão. O outro tipo comumente usado é o retificador de ponte de onda completa, que é inerentemente superior para a regulação.

Regulação de tensão

Um fator que muitas vezes não é bem entendido é o quão estáveis ​​as várias tensões de alimentação precisam ser. Todos os fabricantes de válvulas estão de acordo que qualquer variação significativa da tensão de alimentação recomendada terá um impacto adverso no desempenho da válvula, seja na redução da vida útil ou na degradação do desempenho. Quando um fabricante de válvulas publica dados sobre uma válvula para demonstrar o desempenho, eles informarão as várias tensões de alimentação usadas, muitas vezes consideradas as melhores para desempenho. Quando eles afirmam "Dados para uma tensão de anodo de 2kV" , eles significam exatamente isso. O suprimento de ânodo é derivado de uma fonte estabilizada com variação próxima a zero para corrente variável. Da mesma forma, a grade de tela e os suprimentos da grade de controle estão muito bem estabilizados para que não variem com a demanda atual.

É geralmente aceito que algumas pequenas variações na tensão do anodo não são muito sérias, mas a questão é “Quão pequeno é pequeno?” O consenso é que até 5% a variação máxima não é muito séria, mas qualquer coisa maior do que isso terá impacto o desempenho da válvula de uma forma ou de outra. É bom lembrar também que uma válvula é basicamente um resistor variável na forma como ela funciona: se a resistência tiver sido ajustada para um valor particular e então a tensão do ânodo mudar, a corrente consumida não será a desejada. Portanto, uma boa regulamentação é fundamental quando o melhor desempenho é necessário. A escolha do design da fonte de alimentação pode fazer ou quebrar o desempenho de um amplificador.

Embora a grande maioria dos amplificadores amadores use um suprimento simples e não regulamentado, não é tão difícil fazer um suprimento regulamentado com um pouco de criatividade. Para obter o melhor de uma válvula como um amplificador de potência de RF (PA), a fonte de alimentação desempenha um papel muito importante. Se a fonte de alimentação estiver mal regulada, a válvula não pode fornecer seu desempenho potencial. Não só o ganho cai se a tensão do ânodo cai, mas também a linearidade sofre, em alguns casos bastante drástica.

Em um Manual do RSGB anterior, os seguintes comentários foram feitos sobre a regulação da fonte de alimentação para SSB, que ainda são válidos hoje, mas parecem ter sido esquecidos: “Um amplificador de potência RF só pode operar de maneira linear se a tensão do ânodo permanecer constante em valor. A demanda atual está em uma taxa silábica e pode variar ao longo de um intervalo de 50mA a 500mA (ou mais) durante a transmissão. Isso implica uma oferta com boa regulação dinâmica. Uma queda na tensão do ânodo no momento da demanda de corrente de pico impediria que o PA manuseie o sinal de pico e possa causar distorção e distorção.

“Um amplificador Classe AB 1 usando um tetrodo ou tetrodo de feixe pode operar somente de maneira linear se a alimentação da rede de tela for mantida absolutamente constante o tempo todo. O fornecimento negativo da polarização da grade também deve ser um valor constante sob todas as condições do inversor de frequência. Qualquer variação induzida pelo inversor causará distorção. O desvio da grade precisa ser variável em um intervalo, por um controle predefinido, para definir a corrente inativa correta sem o drive RF para se adequar à válvula em uso. ”

Classificação do transformador

Quando um transformador é projetado, os fatores a serem considerados são a tensão e corrente CA secundárias. Quando um transformador é especificado, a tensão secundária CA é sempre dada na corrente de saída requerida. Quando o secundário tem corrente de carga zero, a tensão aumenta. Isso é chamado de fator de regulaçãoe é uma coisa importante para entender. Os fabricantes de transformadores podem fabricar transformadores de regulação próximos de zero, mas o custo aumenta consideravelmente para um transformador desse tipo. A maioria dos transformadores comerciais disponíveis possui um fator de regulação entre 5% e 20%. Para um tipo de fornecimento regulado linearmente, isso pode ser acomodado pelo circuito regulador. A tensão de entrada de CC para os transistores de passagem em série pode variar em uma ampla faixa, mas um suprimento não regulado não possui esse recurso. Por isso, é prudente selecionar um transformador com um fator de regulação tão baixo quanto o saldo bancário permitir! Quanto melhor for a regulagem, maior deverá ser o núcleo e mais grossos serão os fios de cobre para os enrolamentos. Um outro fator é o desenho do retificador escolhido; alguns são melhores que outros com o mesmo fator de regulação do transformador. Vamos explorar isso mais adiante no capítulo.

Transformadores são classificados para potência em VA (Volt-Amps), que é o produto da tensão secundária multiplicada pela corrente secundária. VA e watts são numericamente os mesmos se o transformador estiver alimentando uma carga resistiva pura. No entanto, os retificadores com um filtro de entrada de capacitor são cargas altamente reativas e um aumento na classificação de VA é normalmente necessário para compensar esse fator.

Classificação do Ciclo de Trabalho

A fonte de alta tensão será projetada para uma determinada taxa de ciclo de serviço. Se o ciclo de trabalho precisa ser alto, a potência do transformador também tem que ser alta. Para modos como SSB e CW, a classificação do transformador pode ser reduzida um pouco em relação à classificação de 100%. O SSB e o CW são ambos cerca de 40% da classificação completa da portadora e muitas vezes um transformador menor e mais barato pode ser usado. No entanto, ele ainda deve ser capaz de fornecer a corrente de pico quando necessário. Assim, podemos usar uma quantidade inteligente de abuso antes que o transformador seja indevidamente estressado.

Por exemplo, vamos considerar o projeto de um amplificador usando três válvulas 811 em paralelo, conforme um capítulo anterior. A classificação de potência do transformador, se fosse classificada em 100%, exigiria um transformador de cerca de 750VA (negligenciando o fornecimento de filamento), mas a derivação permite um transformador menor e mais barato. Para um ciclo de trabalho de 40%, a melhor opção seria um transformador de 500VA. Muitos amplificadores comerciais carregam o derating muito longe e, portanto, os transformadores ficam muito quentes.

Tensão do ânodo

A tensão necessária do ânodo dependerá da válvula escolhida e a corrente de saída também será determinada pelo mesmo fator. Para um amplificador que utiliza três dos 811 triodes, uma tensão anódica máxima de cerca de 1250 Vcc em plena carga e uma corrente de pico de cerca de 175 mA por válvula seria necessária. Se a oferta fornecesse ~ 500mA, isso seria adequado.

A tensão secundária requerida é determinada pelo esquema retificador escolhido. Para um dobrador de tensão do tipo Delon ( Fig. 11.1 ), o secundário requer um enrolamento de (1250 / 2.828) = 443V CA. A tensão de descarga dependerá do fator de regulagem do transformador. Um transformador de baixo custo pode ter um fator de regulação entre 10 e 15%. Quando as válvulas não estão desenhando corrente, a tensão do ânodo subirá acima do valor nominal de CC pela porcentagem da regulação. Para uma regulação de 10%, a tensão do ânodo será 1250 x 1,1 = 1375V. Para um regulamento de 15% subirá para 1438V. Isso precisa ser atendido pela classificação de tensão do capacitor de suavização. Uma capacidade mínima segura de capacitor de cerca de 1800V atenderia a maioria das circunstâncias.

Fig 11.1: Circuito duplicador de tensão Delon.

A alimentação de alta tensão para uma ponte de onda completa exigirá uma tensão secundária mais alta e, portanto, mais voltas no enrolamento. Para contabilizar o fator de regulação de 10%, o uso de um multiplicador de 1.555 em vez do fator normal de 1.414 estará correto. A tensão secundária, em seguida, precisa ser (1250 x 0,707) = 884V AC. Off-load aumentará para cerca de 1375 Vcc para um transformador de regulação de 10%.

A corrente secundária necessária também é determinada pelo esquema retificador escolhido. Para o retificador em ponte ( Fig. 11.2 ) alimentando uma suavização de entrada de capacitor, ele será 1,62 vezes a corrente de saída CC requerida. Se o fornecimento precisar fornecer 500mA para as válvulas, a classificação da corrente de pico secundária deverá ser de aproximadamente 800mA.

Fig 11.2: Circuito retificador de ponte.

Tensão Ondulada

Para evitar zumbido no sinal transmitido, a tensão de saída deve ser DC puro. A quantidade que podemos tolerar depende do modo de operação. Como o SSB é um modo de modulação de amplitude, a tensão de ondulação precisa ser baixa. A porcentagem de oscilação é determinada pela quantidade de capacitância de suavização conectada através da saída CC retificada. O fator de ondulação também depende do esquema retificador que escolhemos. Para o retificador de meia onda, podemos mostrar que o fator de ondulação é 1,21 e para a bi-fase e a ponte, ambos os quais são retificadores de onda completa, o fator de ondulação cai para 0,438. A partir disso, podemos ver que o retificador de onda completa precisa de um valor de capacitor de suavização que é menor do que o do retificador de meia onda. O retificador de meia onda precisa de um capacitor ~ 2,5 vezes maior para igualar os tipos de onda completa.

Dobrador de tensão

A popular fonte de alta tensão usada por muitos fabricantes de amplificadores comerciais é o retificador de onda completa Delon mostrado na Fig . 11.1 . Embora também precise apenas de um único enrolamento secundário e duplique a voltagem de entrada, na realidade são dois retificadores de meia onda que funcionam em anti-fase e podem ser analisados ​​como tal. Se o ponto médio no capacitor do reservatório estiver aterrado, isso pode ser visto claramente. Ele é usado quando precisamos de uma alimentação de trilho dividido para fornecer tensões positivas e negativas idênticas em baixa corrente. O dobrador de tensão Delon não é um tipo de fonte de onda completa normal; são dois retificadores de meia onda totalmente separados com as saídas empilhadas em série. Se um diodo for removido, a outra metade continua a funcionar sem ser afetada. Ao mover o ponto de terra para a saída do suprimento negativo ( Fig. 11.3) torna-se um duplicador de tensão positivo. Os dois capacitores carregados são simplesmente colocados em série para dobrar a tensão. A definição de um retificador de onda completa é que ambas as metades fornecem a mesma saída DC de polaridade, que são somadas para fornecer a corrente de saída total. A bi-fase e a ponte são tipos verdadeiros de onda completa, enquanto o Delon não é.

Fig. 11.3: Fornecimento duplo de trilho dividido usando retificadores de meia onda.

O funcionamento do dobrador de tensão Delon pode ser mais facilmente visto redesenhando a Fig. 11.1, como na 
Fig. 11.4 , na qual a ação das duas seções separadas de diodo-capacitor pode ser analisada. O ponto comum do enrolamento secundário força pulsos sinusoidais de CA em ambos os capacitores quando os diodos conduzem. O fluxo CA cru tem um valor de pico de aproximadamente π- vezes a corrente de carga DC de saída. Portanto, a corrente de ondulação do capacitor é muito alta.

Fig 11.4: operação do duplicador de tensão Delon.

Em um retificador de meia onda, a tensão de saída é 1,414 vezes a tensão de entrada CA quando o reservatório é um capacitor, o chamado filtro de entrada do capacitor. A equação da corrente de saída para a corrente de entrada alternada para um retificador de filtro de entrada de capacitor de meia onda é:

I dc = 0,28 x I AC

Portanto, para alcançar 1 A corrente de saída CC requer (1 / 0.28) corrente de entrada, que é um fator de 3.57: 1. A ponte de onda completa usando o mesmo filtro de entrada do capacitor requer (1 / 0,62) = 1,612 vezes a corrente. O fator retificador bifásico é 0,9, então precisa apenas de 1,11 vezes a corrente de saída CC do enrolamento secundário. A opção bifásica, no entanto, precisa de dois enrolamentos secundários, por isso é mais caro.

O dobrador de Delon é nomeado após Jules Delon (1876 - 1941), um engenheiro francês, que patenteou o design. Originalmente Delon usou um arranjo de comutador rotativo para formar uma série de interruptores - na época válvulas retificadoras termiônicas não haviam sido inventadas. Os dois capacitores foram carregados individualmente de uma fonte CC e depois conectados em série para adicionar as tensões.

Para a opção duplicador de tensão, para uma corrente de saída de 500mA, a corrente secundária precisa ser maior e temos que inserir 1.78A CA, e quando as perdas são consideradas, é necessário um valor de aproximadamente ~ 2A. Isso ocorre porque o fator é mais do que duplicado em comparação com um circuito retificador de ponte. Esta é uma das principais falhas do retificador do duplicador de tensão. Ele também tem um fator de regulação mais fraco do que o retificador de ponte. Fora de carga, a tensão CC máxima é 2.828 vezes o secundário CA, mas quando a corrente consumida excede cerca de 33% do máximo, o fator cai para mais perto de 2,25 vezes. Assim, para a mesma regulação do transformador, a tensão de saída cai consideravelmente mais.

Em um circuito bifásico ou de ponte ( Fig. 11.5 ), cada diodo fornece 50% da corrente de saída; no nosso exemplo, cada diodo fornece 250mA. No circuito Delon, ambos fornecem a corrente total. O PIV dos diodos usados ​​em um retificador bifásico é o mesmo que um retificador de meia onda, sendo 2,828 vezes a tensão de saída. O PIV dos diodos retificadores Delon também é 2,828 vezes a tensão de saída.

Fig 11.5: Circuito retificador bifásico.

Em seu livro eletrônico Eletrônica e Engenharia de Rádio , Terman faz os seguintes comentários sobre os circuitos multiplicadores de tensão: “Em geral, pode-se afirmar que a extensão total da ação multiplicadora de tensão está presente apenas para correntes de carga muito pequenas e que, como a corrente de carga é aumentada para um valor moderado, a tensão de saída cairá rapidamente. Ou seja, a regulação de tensão nesses sistemas é ruim ”.

Um bom exemplo de um típico circuito duplicador de tensão está no amplificador Heathkit SB-230. Esta fonte usa uma sequência de sete diodos 1N2071 em cada metade do duplicador de tensão (sem resistores de compartilhamento de voltagem!) As tensões indicadas para o fornecimento são 2500V quando a corrente inativa de 25mA está sendo extraída e 1900V quando a corrente de ânodo total de 500mA é desenhado - cai por 600V da marcha lenta para corrente de carga total. Este é um fator de regulação de 24%. Se esta fosse uma fonte de 13,8V, a tensão de saída cairia para 10,5V em carga, o que seria considerado atroz!

Os diodos retificadores são 600V PIV a uma corrente RMS de 750mA, sendo, portanto, ligeiramente inferiores aos tipos 1N4007. O total de PIV em cada string de diodo é de 4,2 kV.

A fonte de alta tensão Heathkit SB-230, mas modificada para usar o 1N5408 no lugar dos diodos 1N2071 originais, é mostrada na Fig . 11.6 .

Fig 11.6: Fonte de alta tensão Heathkit SB-230 modificada para usar diodos 1N5408.

Retificador de ponte

A melhor escolha para fontes de alta tensão é o retificador em ponte. Neste circuito, dois diodos são conectados em série para cada pulso de corrente de carga. Embora a tensão direta seja duas vezes o retificador bi-fase, a pequena queda de tensão não é significativa quando uma fonte de alta tensão é usada. Como há dois diodos em série, o PIV de cada diodo pode ser metade do de um retificador bifásico, permitindo a utilização de diodos mais baratos. O PIV requerido é duas vezes a tensão de saída CC. Para operação em alta tensão, vários diodos precisam ser conectados em série para atingir a tensão inversa de pico (PIV) requerida.

A operação da ponte pode ser determinada redesenhando o retificador para omitir os diodos que não estão em uso por um meio ciclo. A Fig. 11.7 mostra os dois meios ciclos diferentes e o fluxo da corrente de carga. A corrente de retorno de CC secundária reverte em meio ciclos alternativos, de modo que não há fluxo de magnetização líquido no núcleo.

Fig 11.7: Método de operação do retificador de ponte.

Em um meio ciclo, a extremidade do enrolamento secundário marcada com A é positiva e B é negativa. Os diodos D1 e D4 são polarizados diretamente e os outros dois diodos são polarizados inversamente, de modo que não fazem parte do circuito desse meio ciclo. A corrente flui de A a D1 e depois através do capacitor C do reservatório e da carga RL. A corrente de retorno flui através de D4 de volta para a outra extremidade do enrolamento secundário. No meio ciclo oposto, D1 e D4 são polarizados inversamente e somente D2 e ​​D3 estão ativos.

Capacitores de suavização

A escolha do capacitor de suavização também é crítica para ambos os tipos. A classificação de tensão do capacitor deve levar em consideração não apenas a tensão de carga, mas também qualquer variação na tensão da rede. Na maioria dos países, a rede elétrica de corrente alternada tem uma tolerância de cerca de ± 6%. Para a rede elétrica de 240V, ela pode variar entre 225V e 255V e ainda estar dentro dos limites legais. Isso significa que a tensão mínima do capacitor tem que atender a um acréscimo de 6% acima e além da tensão de carga nominal devido à classificação de regulação do transformador. Para um fornecimento anódico nominal de 1250 V, pode subir para 1460V. Se o capacitor não for capaz de suportar essa tensão adicional, ele falhará.

Como os capacitores eletrolíticos de alta tensão estão normalmente disponíveis apenas com classificações de tensão de até ~ 450V, precisamos conectar vários em série para obter a tensão necessária. Se quatro capacitores eletrolíticos de 450 V forem usados, a tensão nominal é 1800 V e isso deve atender à maioria dos requisitos. Os capacitores eletrolíticos de 450V normalmente podem suportar 525V por períodos curtos, tipicamente 20 a 100 ciclos da rede elétrica, para atender a picos e surtos.

A classificação da corrente de ondulação dos capacitores também é uma função do tipo de retificador. Para o retificador de ponte, a corrente de ondulação é a mesma que a corrente secundária do transformador. Portanto, uma corrente de ondulação de 800 mA é o mínimo necessário. A maioria dos capacitores eletrolíticos de tamanho 450V pode lidar com ~ 1A de corrente de ondulação a 100Hz. Para o retificador do dobrador de tensão, a taxa de corrente de ondulação é maior, em vez de ser a classificação de corrente secundária, ele tem um fator adicional adicionado de ~ 1,33. Portanto, a classificação de corrente de ondulação mínima requerida é de ~ 2,5A. Isso explica por que muitos dos amplificadores comerciais que usam o retificador do duplicador de tensão apresentam problemas com a falha dos capacitores de suavização. Os capacitores eletrolíticos de menor custo, do tipo pequeno, não têm a classificação de corrente de ondulação necessária e superaquecem e explodem.

A fórmula padrão é:

I AVG

C = Farads

8 xf r x V r

Onde:

Eu avg é a corrente de ondulação que flui no capacitor

f r é a frequência de ondulação (normalmente 2 vezes a frequência da rede)

V r é o valor pico-pico da tensão de ondulação permitida

Para uma alimentação de rede de 50Hz usando um retificador em ponte fornecendo 500mA CC (I em média de 800mA) com uma tensão máxima de pico de pico de 50V, o valor mínimo do capacitor necessário é 20 µF e qualquer capacitor maior que isso fornecerá uma ondulação menor tensão de 50V.

Para este suprimento de ânodo precisaríamos de capacitores eletrolíticos de 4 x 450 V conectados em série que são (4 x 20 µ F) = 80 µ F no valor mínimo. O capacitor padrão mais próximo é de 100 µ F e isso seria adequado. Isto dá uma capacitância total de 25 μ M em 1800V tensão máxima de utilização.

Classificação da corrente de ondulação do capacitor

A resistência em série equivalente (ESR) e a temperatura de trabalho segura determinam principalmente a classificação da corrente de ondulação de um capacitor eletrolítico. Atualmente, os capacitores eletrolíticos podem trabalhar em temperaturas de até + 105ºC, mas são mais caros que a variedade de + 85ºC. Quanto maior a corrente de ondulação, maior deve ser o tamanho da lata, pois a capacidade de dissipar o calor é uma função da área da superfície da lata. Os capacitores eletrolíticos de latas pequenas têm ESR mais alto e possuem baixas taxas de corrente de ondulação.

A opção do duplicador de tensão coloca um fator extra na classificação da corrente de ondulação dos capacitores de suavização. Em um circuito duplicador, a corrente de ondulação é a corrente secundária vezes um fator de cerca de 1,33, então o capacitor precisa ter uma classificação de corrente de ondulação de 1,78 x 1,33 = 2,4A no mínimo. Muitos capacitores eletrolíticos de alta voltagem de 100 µ F no tipo 450V não podem lidar com esse tipo de corrente na frequência de ondulação de 100Hz. Normalmente, o limite superior é de cerca de 1.25A para 100 µF eletrolítico a 450V no maior tamanho de lata. Portanto, a única opção segura é dobrar os capacitores e encaixar dois em paralelo. Isso significa que o capacitor de suavização é mais volumoso e mais caro. Isso também significa que acabamos com um valor de capacitor total maior, o que é bom para a supressão de ondulação, mas ruim para a corrente de carga do diodo de pico. O próximo capacitor padrão é de 220 µ F, mas a taxa de corrente de ondulação geralmente não é tão alta quanto você poderia supor. Normalmente, é 1.75A para um capacitor de classificação de 450V. Portanto, a melhor opção é paralelizar dois capacitores de 100 µ F em vez de usar um capacitor de 220 µ F.

Este exemplo ilustra um ponto importante. Muito frequentemente, o valor mínimo do capacitor requerido para a supressão de ondulação precisa ser modificado para atender a corrente de ondulação mais alta. Em muitos casos, é o ESR e, portanto, a corrente de ondulação, o capacitor pode manipular com segurança, o que determina o valor mínimo do capacitor.

No entanto, como no transformador, podemos usar um pouco de abuso inteligente. A corrente de ondulação de pico ocorre apenas por um período muito curto na crista do pico atual. A corrente média é de aproximadamente 62% da corrente de pico, portanto, uma corrente de ondulação ligeiramente menor pode ser aceitável se a corrente do ânodo não for levada ao seu máximo. Se você tem o hábito de usar muita compressão de fala, a classificação precisa ser muito maior, mas sem a compressão excessiva, a corrente de pico é menor.

Classificação de corrente de ondulação típica

Existem tantos fabricantes de capacitores eletrolíticos que às vezes é difícil avaliar o que está disponível. Como exemplo, eu compilei as Tabelas 11.1 - 11.4, que mostram o que está disponível em quatro fabricantes - Nichicon, Hitano, Rubycon e Epcos-TDK - que fazem uma vasta seleção de capacitores. I ter seleccionado um de 100 μ F / 450V radial pode tipo adequado para a montagem da placa de circuito impresso. A corrente de ondulação é cotada a 120 Hz na temperatura máxima da lata.

A gama Epcos-TDK é notavelmente superior e também está disponível em classificações de até 600V para alguns de seus tipos. Os dados para o ripple são para 100Hz. Esses tipos seriam mais adequados para um circuito duplicador de tensão.

Tipo	Tamanho da lata DxH mm	Temp. ºC	Corrente de ondulação mA
LGN	20 x 35	105	690
LGU	20 x 45	105	690
LGW	20 x 30	105	1040
PW	25 x 50	105	350

Tabela 11.1: Capacitores eletrolíticos de Nichicon 100µF / 450V na frequência de ondulação de 120Hz.

Tipo	Tamanho da lata DxH mm	Temp. ºC	Corrente de ondulação mA
EFL	18 x 45	105	850
EHL	22 x 40	105	700
EHP	22 x 40	105	820
EHS	22 x 35	105	640
EHU	22 x 35	105	690
ELP	22 x 35	85	1030
ELU	22 x 35	85	930

Tabela 11.2: Capacitores eletrolÃticos Hitano 100µF / 450V na frequência ondulada de 120Hz.

Tipo	Tamanho da lata DxH mm	Temp. ºC	Corrente de ondulação mA
MXG	20 x 35	105	910
MXH	22 x 25	105	850
PK	18 x 40	85	280
PX	18 x 40	85	200
ULW	16 x 45	85	800
USC	20 x 35	85	880
USG	20 x 30	85	930
VXR	22 x 50	105	640

Tabela 11.3: Rubycon 100 μ F / 450V condensadores electrolíticos em 120Hz frequência ondulação.

Series	Tamanho		Ondinha (A)
	DxH mm	+ 60ºC	+ 85ºC	+ 105ºC
B43541	25 x 30	1,74	0,98	-
B44544	25 x 30	2,08	1,60	0,89
B43547	25 x 30	2,12	1,56	0,84
B43624	25 x 30	1,58	0,90	-
B43642	22 x 30	1,78	1,33	0,69
B43545	25 x 30	2,06	1,52	0,82

Tabela 11.4: Capacitores eletrolíticos Epcos-TDK 100µF / 450V na frequência de ondulação de 100Hz.

Tecnologia de capacitor eletrolítico

Os capacitores eletrolíticos modernos melhoraram drasticamente dos tipos anteriores. Se compararmos o que era a norma há cerca de 40 anos com o de hoje, a redução de tamanho é bastante acentuada. Tradicionalmente, 100 µO capacitor F de classificação de 450V ocupou uma lata de 38mm de diâmetro (1.5in) com uma altura de 75mm (3in) e tinha uma classificação de corrente de ondulação de cerca de 400mA a 85ºC. Hoje, o mesmo capacitor de valor pode ser tão pequeno quanto 22 mm de diâmetro e apenas 30 mm de altura. Isso muitas vezes cria um problema ao "recolocar" um amplificador mais antigo, pois os novos tipos são muito pequenos para caber nos grampos ou na placa de circuito impresso. Os capacitores eletrolíticos modernos são usados ​​extensivamente em fontes de alimentação off-line e precisam lidar não apenas com a frequência de oscilação das redes, mas também com as correntes de comutação de alta frequência. Essas correntes somam algebricamente para fornecer uma corrente de pico muito mais alta.

Hoje é bastante comum descobrir que os capacitores de tamanho pequeno podem suportar correntes de ondulação muito mais altas do que os tipos mais antigos. Como um exemplo, um 100 μ F / 450V pode de 38 milímetros normalmente lidar com no máximo cerca de 1A de corrente de ondulação. O capacitor moderno para lidar com essa corrente pode ser tão pequeno quanto 16 mm de diâmetro e está classificado em 105ºC. Com o uso generalizado de lâmpadas economizadoras de energia, que utilizam uma tecnologia de modo de comutação off-line, os tamanhos estão diminuindo.

Corrente de fuga do capacitor

Todos os capacitores possuem uma pequena corrente de fuga interna. Em baixa tensão isso normalmente não é um problema. No entanto, em capacitores eletrolíticos de alumínio de alta tensão, a corrente de fuga é amplamente dependente da tensão aplicada e da temperatura do invólucro - quanto maior a tensão ou a temperatura, maior a corrente de fuga. A corrente de fuga aumenta muito mais rapidamente perto da tensão nominal máxima e assume quase uma forma exponencial na curva corrente versus voltagem. Embora a corrente de fuga seja geralmente pequena, ainda é significativa. A maioria dos fabricantes de capacitores publica dados sobre esse efeito. Geralmente, a corrente de fuga é definida na tensão máxima de trabalho e na temperatura máxima do gabinete. O valor fornecido é considerado o pior caso em operação normal. Uma maneira típica de indicar a corrente de fuga é:

I = 3 V x C

Onde:

I é a corrente de fuga em μ Um

V é a tensão máxima de trabalho marcada

C é o valor nominal em µ F

Para um capacitor de 100 µ F classificado em 450 V, a corrente máxima de fuga é de 636 µ A (0,64 mA).

Compartilhando resistores

Para equalizar a tensão através de um banco de capacitores conectados em série, um método simples é formar uma cadeia potencial de resistores. Para garantir uma corrente de purga adequada através dos resistores de compartilhamento, é prudente fazer com que a corrente seja pelo menos 10 vezes a máxima corrente de fuga prevista. Para dois capacitores de 100 µ F / 450 V conectados através de uma fonte de alimentação de 900 Vcc, a corrente precisa ser de pelo menos 6,4 mA. O valor total do resistor precisa ser menor que:

R = V / I

= 900 / 6,4 mA

~ 140k Ω

Cada resistor precisa ser a metade do total, então eles têm 70k Ω máximo e o valor mais próximo na faixa E12 é 68k Ω . Qualquer valor de resistor menor que isso será suficiente e somente a dissipação de energia no resistor é uma preocupação. Para o caso do 68k Ω com 450V, a potência dissipada é:

I = 450 / 68k Ω = 6,6 mA

P diss = I 2 x R ou V x I em watts.

P diss ~ 3W, portanto, um resistor de 5W seria adequado.

Em equipamentos amadores comercialmente fabricados, a tendência é usar resistores de 470k Ω 1 / 2W através de capacitores eletrolíticos de 450V ou 500V, que é um valor muito alto para ser efetivo. O máximo absoluto seria cerca de 100k Ω para ter qualquer efeito útil. Como uma boa regra geral, o valor dos resistores de compartilhamento não deve exceder ~ 10k Ω para cada cem volts de tensão nominal.

Resistência de série equivalente do capacitor

Um capacitor perfeito consistiria apenas de uma reatância. A reatância de um capacitor diminui de valor com o aumento da freqüência e usamos a fórmula normal para determinar o valor da reatância. Em uma reatância pura, a corrente e a tensão de um sinal aplicado de CA estão 90º fora de fase e não podem dissipar qualquer potência na reatância. No entanto, os capacitores de suavização não são itens ideais e existe alguma resistência adicional em série. Isto é conhecido como a resistência de série equivalente (ESR) e sendo uma resistência que dissipa energia como calor quando uma corrente flui. O valor ESR de um típico capacitor eletrolítico de alta tensão geralmente não é de grande preocupação, desde que a corrente de ondulação não seja muito alta.

Se as folhas de dados de vários fabricantes forem examinadas, muitas vezes o valor ESR não é cotado para os tipos a serem usados ​​com baixas frequências de ondulação. Para os capacitores da fonte de alimentação do modo de comutação, o ESR é o principal fator de perda e o ESR geralmente diminui com o aumento da frequência. Em 120Hz, o ESR é consideravelmente maior que a 100kHz, e isso é inferido pelo fator de redução da corrente de ondulação. Muitas vezes, para os tipos projetados para suprimentos de modo de comutação, o ESR é dado como o valor de impedância em ohms.

Se a reactância de um 100 μ / 450V electrolítica F é calculado, em 100Hz tem uma reactância de ~ 16 Ω . A corrente máxima de ondulação é tipicamente 1A. Assim, a tensão máxima de ondulação RMS é limitada a 16V, que nos valores de pico-pico é de ~ 45V. No entanto, se o ESR for de 12 Ω, a impedância efetiva é:

Z = (X 2 ) + (R 2 ) = 20 Ω

Assim, a tensão de ondulação pode ser aumentada para 20V RMS (~ 56V pp) antes que o limite de 1A seja excedido. Nesta tensão ripple o 1A que flui no 12 Ω de ESR dissipa 12W que aquecerá o capacitor.

Tensão de trabalho do capacitor

É prudente não utilizar a faixa de tensão de trabalho total para atender a perturbações de curto prazo da rede (transitórios, etc.) que aumentam a tensão de entrada. Consequentemente, considera-se boa prática de projeto limitar a tensão aplicada a não ser maior que ~ 85% da tensão nominal de trabalho. Outro fator é o regulamento principal. Em muitos países, a rede elétrica de corrente alternada tem uma tolerância de ± 6% e para a rede elétrica do Reino Unido nominalmente de 240V, os limites inferior e superior são de 225V a 255V.

No exemplo acima, três capacitores eletrolíticos conectados em série seriam uma opção melhor. Como a tensão fora de carga provavelmente não excederá cerca de 115% da tensão de carga total, a escolha de capacitores de trabalho de 3 x 450V seria apropriada. Quando operado a 85% da classificação, isso dá 3 x 385V = 1155V nominal. A tensão de 115% seria 1035V. A classificação máxima da tensão do capacitor é 3 x 450 = 1350V. Isso deixa uma margem de segurança de ~ 300V para atender a transientes da rede elétrica e variações de tolerância da rede.

Para este banco suavização capacitor os resistores de partilha poderia ser 3 x 33k Ω = 99k Ω. A corrente de purga através das resistências é 900V / 99k Ω = 9mA, que é mais elevada do que a necessária 6.4mA. A dissipação total nos resistores é ~ 8.2W e desde que isto é compartilhado pelos três resistores é 2.73W pelo resistor. Um tipo 5W seria apropriado para confiabilidade.

Classificação de potência total do transformador

Para avaliar qual transformador é necessário, precisamos adicionar os vários detalhes de fornecimento e, em seguida, calcular a classificação VA total. Cada válvula 811 requer 6,3 V a 4 A para o aquecedor de filamentos. O fornecimento de filamentos seria de 6,3 V a 12A = 75,6VA.

O fornecimento de ânodo requer ~ 900V a 800mA para um retificador de ponte (720VA) e a opção de dobrador requer ~ 443V a ~ 2A (886VA).

Quaisquer suprimentos adicionais, como um fornecimento de polarização de –100V, serão enrolamentos de baixa potência e 50mA de AC RMS seriam adequados a uma tensão secundária de 70V e uma classificação de ~ 10VA cobriria a maioria das aplicações. Para relés, um 20VA adicional seria adequado.

Portanto, nossa classificação VA total no ciclo de serviço de 100% é:

Opção de ponte = (75,6 + 720 + 30) = 825VA

Opção Doubler = (75,6 + 886 + 30 = 992VA

Isso poderia ser inteligentemente declinado em cerca de 40% para dar um valor de 500VA para a ponte e 600VA para o dobrador.

O principal problema com a opção do retificador do dobrador de tensão é que o pico de fluxo no núcleo do transformador é consideravelmente maior do que na opção de ponte. Isso normalmente significa que o tamanho do quadro precisa ser maior para evitar a saturação. Isso torna o transformador maior e mais caro do que a opção equivalente do retificador de ponte.

Diodos retificadores

A escolha de diodos retificadores de alta tensão também é importante. O valor de PIV precisa ter alguma margem de segurança para lidar com quaisquer transientes e picos no suprimento de entrada. Como há quatro diodos na ponte e os diodos estão dispostos em pares de série, o PIV total necessário deve ser pelo menos duas vezes a tensão de saída. Se estimamos que o pior caso de tensão de carga é de cerca de 1600V, precisamos de um PIV mínimo de duas vezes esse valor. Dois diodos de 1kV em série em cada perna serão adequados. Se os diodos de 1kV forem selecionados, isso dará um PIV de 4kV, que está bem acima do valor requerido.

Para o retificador em ponte, um diodo com uma classificação de corrente média de pelo menos 1,5 vez cada corrente secundária de 400 mA significa que uma classificação de 0,6A é a mais adequada. A corrente do diodo retificador do duplicador de tensão seria um valor muito mais alto. A corrente secundária é aproximadamente 1,8A média e isso é cortejar o desastre com uma margem tão pequena. Portanto, precisa de diodos com classificação média de pelo menos 3A.

A opção duplicador também terá diodos em série, em cada ponto, que a mínima necessária de PIV é 2,828 x V para fora . Assumindo que a tensão anódica de pior caso de carga também seja de 1600 V, o PIV requerido é de pelo menos 4,5 kV. Assim, o número mínimo absoluto, se usando diodos 1N5408, seria cinco - e seis diodos seriam uma opção mais segura. Isso requer 12 x 1N5408 diodos. A ponte pode usar 8 x 1N4007 diodos.

Quando os diodos são conectados em série, um resistor de compartilhamento de tensão é necessário em cada diodo. Um resistor de 330k Ω a 560k Ω 1/2 watt seria adequado. Os capacitores de amortecimento não são necessários e podem causar efeitos de avalanche indesejados, portanto são indesejáveis ​​com os diodos retificadores modernos de alta tensão. Eles foram usados ​​para diodos retificadores anteriores, mas foram instalados para suprimir RFI da comutação. Os diodos modernos mudam pelo menos cinco vezes mais rapidamente e geram muito pouca RFI.

Escolha do tipo de retificador - qual você escolheria?

Como você deve ter imaginado até agora, eu não sou um grande fã do circuito duplicador de voltagem. Ela persiste por todas as razões erradas! A vantagem reivindicada é que precisa de menos voltas no enrolamento secundário. Isso pode ser verdade, mas também precisa de 2,66 vezes a área de cobre para se igualar ao retificador da ponte. O cobre hoje é uma mercadoria cara. O custo de mão-de-obra mais baixo do enrolamento de menos voltas é mais do que excedido pelo custo extra do cobre necessário e também pelo tamanho maior do chassi do transformador para transportar o fluxo magnético mais alto. Quando se resume, a economia de menos voltas no secundário é totalmente negada pelos outros custos. No entanto, é o seu dinheiro para que você possa decidir o tipo de sua preferência.

Se eu tivesse escolha, listaria as opções nesta ordem:

1 filtro de entrada bifásico

2 Bi-phase - filtro de entrada do capacitor

3 ponte - filtro de entrada de estrangulamento

4 ponte - filtro de entrada do capacitor

5 Doubler Delon (mas só se eu fosse forçado a!)

Centro secundário secundário

Aqui está uma dica sobre o retificador de ponte. Se um secundário com derivação central é usado, temos a capacidade de melhorar o compartilhamento de tensão. Embora um retificador de ponte não exija um centro de derivação secundário, eu sempre uso um. Ao conectar um fio da derivação central à metade do banco de capacitores ( Fig. 11.8 ), ele força esse ponto para exatamente 50% da tensão de saída. Isso significa que você precisa usar um número par de capacitores em série, mas isso normalmente não é um problema. Eu preferiria adicionar um capacitor extra e saber que tenho uma ampla voltagem na mão do que me preocupar com os capacitores que estão sendo executados perto demais de seu limite. A adição de uma torneira central ao enrolar um transformador é um aumento muito pequeno no custo.

Fig. 11.8: Circuito retificador da ponte secundária de derivação central.

Outro benefício de um secundário de derivação central é que ele fornece a opção de fornecer outra parte do circuito com uma tensão mais baixa a uma corrente de até cerca de 25% da corrente de saída principal. Isso pode ser usado para fornecer um estabilizador de tensão de tela para uma válvula de tetrodo, economizando um enrolamento secundário extra, retificadores e capacitores de suavização.

Fornecimento de amplificador tetrode

A válvula tetrode, incluindo a família de tetrodos do feixe, requer uma alimentação de tensão positiva adicional para alimentar a grade da tela. Na maioria dos casos, isso precisa ser uma voltagem muito estável que não varie com a corrente do ânodo ou a corrente que a grade da tela desenha. É especialmente crítico para alguns tipos de válvulas, como a 4CX250 / 350, em que a grade de tela não apenas exige corrente da fonte, mas também fornece corrente de volta para a fonte. Esta segunda corrente é conhecida como corrente de tela negativa e é uma causa potencial de danos à válvula.

O regulador de derivação é o melhor método para contrariar a necessidade de uma corrente de tela positiva e negativa, ao mesmo tempo que também limita a corrente de tela positiva a um valor seguro. A maioria das válvulas tetrode se beneficiará de um regulador de derivação adequado e fornecerá melhor linearidade com um suprimento de malha de tela rígido e estável. Se a tensão da tela oscila devido ao fluxo de corrente anódica, níveis mais altos de IMD serão gerados.

Um simples regulador de tela de derivação adequado para a maioria das válvulas tetrode e usando um MOSFET IRF-840 de alta tensão como um elemento de resistência variável para manter a constante de tensão de saída é mostrado na Fig . 11.9 . Este estabilizador pode manter a tensão de rede da tela dentro de 20mV da tensão alvo desejada.

Fig 11.9: Estabilizador de derivação de grade de tela.

A tensão de saída é determinada pelo valor de R3; aumentar seu valor aumenta a tensão de saída. O VR1 permite o ajuste da tensão de saída em uma ampla faixa. A corrente positiva da malha de tela máxima é determinada pelo valor dos resistores de queda de série R1 / R2. O suprimento não regulamentado precisa ser alto o suficiente para atender a tensão de rede da tela da válvula necessária e uma sobrecarga de cerca de 100V normalmente é suficiente. Os valores mostrados são adequados para uma válvula como a QQV06-40 ou 4CX250 para uma alimentação de rede de tela de + 250V. Os relés desligam o estabilizador ao receber e aterrar o pino da grade da tela. Portanto, nenhum poder é desperdiçado no regulador quando não está sendo usado. O TR1 deve ser montado em um dissipador de calor com uma arruela e bucha de isolamento para evitar que a aba de drenagem encoste no terra. Não aumente o valor de C1 em mais de 25%, pois esse componente determina o tempo de resposta do loop a alterações na tensão de saída. Se grandes capacitores de suavização adicionais forem adicionados, o regulador não poderá seguir as mudanças com rapidez suficiente.

Estabilizador de polarização de grade

Onde for necessário um fornecimento de polarização de grade muito estável, outro estabilizador simples pode ser usado. O estabilizador mostrado na Fig 11.10 usa um transistor NPN comum de alta tensão (BU406) para obter uma tensão de alimentação negativa muito rígida e estável.

Fig 11.10: Estabilizador de polarização de grade.

O transistor é operado como um seguidor de emissor com baixa impedância de saída. Os valores mostrados se adequam a uma tensão de saída de cerca de –45V a –75V. A polarização de corte durante a recepção é executada pelo contato do relé que levanta o fundo do divisor em potencial do solo. Nessa condição, a saída sobe para o trilho de alimentação de entrada não regulado de cerca de –150V. O transistor precisa ser montado em um dissipador de calor com material isolante para evitar curto-circuito no solo. Grelha de monitorização de corrente é pelo 47 Ω resistência em série com a saída. Este valor pode ser alterado para se adequar ao medidor de bobina móvel usado.

Transformadores de alta voltagem de microondas

Na busca por economizar dinheiro, alguns amadores experimentaram os transformadores de microondas. No papel, eles parecem atraentes, eles são capazes de gerar uma saída de potência razoavelmente alta e têm um enrolamento secundário de cerca de 2,2 kV. No entanto, eles não são adequados para um amplificador. A razão é porque eles são projetados de uma maneira particular.

O magnetron em um forno de micro-ondas opera com uma tensão anódica de meia onda retificada de cerca de 5 a 6kV. O enrolamento secundário é aplicado a um circuito dobrador de tensão especial, normalmente usando um capacitor em série de cerca de 1 µF e diodo de derivação. A tensão de saída é uma polaridade negativa. A alimentação CC negativa de alta tensão é aplicada ao cátodo da válvula magnetron de dois eletrodos. Ele se comporta como uma válvula retificadora de meia onda. O ânodo é aparafusado ao guia de ondas e fica no potencial da terra.

Se não fosse limitado atualmente, o magnetron tentaria desenhar uma corrente muito alta. Consequentemente, o transformador é construído para ter um núcleo limitado por fluxo, encaixando shunts magnéticos no circuito magnético. Isso faz com que o transformador se comporte como uma fonte de corrente constante e limita a corrente do magnétron a um nível seguro, tipicamente de 200 a 300mA. As laminações do transformador geralmente têm um espaço de ar adicional entre os membros para auxiliar os desvios magnéticos e a coisa toda é soldada por arco. Você pode desmantelá-los, mas é um grande esforço e existe o perigo de danificar os enrolamentos. O enrolamento do filamento é normalmente um 3V / 30A secundário para alimentar o filamento do cátodo. Isso está conectado internamente à saída negativa, de modo que fica a cerca de 5kV acima do solo.

Um exemplo de fornecimento de alta tensão econômica

Encontrar um transformador adequado às vezes pode ser complicado. Às vezes é possível utilizar transformadores que à primeira vista não são o que realmente queremos. Entre minha coleção de transformadores principais, deparei-me com dois transformadores idênticos que estavam em boas condições, mas tinham enrolamentos primários de 115V. Cada transformador tem um enrolamento secundário de alta voltagem de 700V no centro, portanto, na linguagem britânica eles são de 350 a 350 tipos. O secundário foi classificado em 200mA e também havia dois enrolamentos de aquecimento de 6,3V. Um era o centro batido a 3,15-0-3,15 a 8A e o outro era 6,3V a 3A. Como eu precisava de uma oferta de ~ 1kV, isso provou ser viável.

Os enrolamentos secundários foram conectados em série para formar um retificador bifásico alimentando um banco de capacitores eletrolíticos. No retificador bifásico, a derivação central é o terminal de aterramento, de modo que não foi possível formar uma fonte de meio trilho (como na ponte) para forçar o banco de capacitores para o ponto de meia tensão. Mas, utilizando as torneiras centrais secundárias, um segundo retificador bifásico foi disposto para fornecer esse recurso.

Os dois enrolamentos primários do transformador podem ser conectados em série para operar a partir de 230V ou em paralelo para entrada de 115V. Ao conectar em série ou paralelo, a fase dos enrolamentos primários é importante. Se a fase estiver incorreta, o retificador atua como dois retificadores de meia onda paralelos. Ao trocar a polaridade de um primário do transformador, a fase correta é fornecida. Cada diodo precisa de um resistor de compartilhamento para equalizar a tensão de ruptura. Os capacitores eletrolíticos selecionados foram da série Hitano ELP de 100 µ F / 400 V, que são classificados em corrente de ondulação de ~ 1A a + 85ºC. Estes são de baixo custo e possuem um case de 22mm de diâmetro, ocupando pouco espaço. O esquema é mostrado na Fig 11.11 .

Fig 11.11: Uma fonte de alimentação econômica usando transformadores de 115V.

referências

[1] RF Design Basics , de John Fielding, ZS5JF, publicado pela RSGB, 2007.

[2] Microwave Projects 2 , editado por Andy Barter, G8ATD, publicado pela RSGB, 2003.